CN108322077A - 基于shepwm的脉宽调制系统及调制方法 - Google Patents

基于shepwm的脉宽调制系统及调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制系统及调制方法,调制系统包括第一处理器和第二处理器;第一处理器包括用于在SHEPWM基波频段生成SHEPWM调制信号的SHEPWM调制单元;SHEPWM调制单元包括用于存储不同载波比下初值分布区间内所有开关角度初值的存储单元,用于计算不同载波比下三相各区间有效开关角度、初始电平及PWM周期值的计算单元,第一处理器的输出端与第二处理器连接;第二处理器包括用于生成调制脉冲的脉冲发生器;脉冲发生器根据第一处理器传输来的有效开关角度、初始电平及PWM周期值,生成脉冲调制信号并触发第一处理器进行中断处理。该方法在不同载波比间切换平稳、冲击小,转矩脉动小。

Description

基于SHEPWM的脉宽调制系统及调制方法
技术领域
本发明涉及逆变器及相关变流器控制技术领域,涉及一种逆变器调制控制方法,尤其涉及一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制系统及调制方法。
背景技术
在现代交流机车等大功率应用场合,散热条件比较苛刻,牵引逆变器功率器件开关频率被限制在几百赫兹,因此在车辆整个速度范围内脉宽调制策略特别是低载波比下的脉宽调制策略关系到系统的运行性能。
目前大功率变流器中主流采用多模式分段脉宽调制策略,其基本策略为异步调制—普通同步调制—优化PWM调制—方波,其中优化PWM调制为整个调制策略的技术核心,其技术特点要求为电流谐波含量小、转矩脉动小、调制模式之间切换平稳,并且系统实现简单、控制精度高、运行稳定。
优化PWM调制一般有中间60度和SHEPWM等,中间60度调制方式电流谐波含量大,转矩脉动大,控制精度差,不同调制模式切换冲击大。SHEPWM调制方式在谐波、脉动转矩等方面性能优于其他调制方式,但在控制方式的实现方法上比较复杂,包括开关角计算精度、软件代码容量、调制模式切换等,造成控制器硬件不能满足条件、控制精度差、切换不平稳等现象。因此该种调制方式在国内大功率变流器中应用较少,且已实现的方法中大都较为复杂。
发明内容
本发明针对现有脉宽调制方法中存在的调制精度差、转矩脉动大或代码量大、实现困难等问题,提出了一种新型的基于SHEPWM脉宽调制系统及调制方法,该方法在不同载波比间切换平稳、冲击小,调制精度高、转矩脉动小、易实现且代码量小。
为了实现上述目的,本发明提供如下技术方案:
本发明首先提供了一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制系统。
一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制系统,包括第一处理器和第二处理器;
所述第一处理器包括用于在SHEPWM基波频段生成SHEPWM调制信号的SHEPWM调制单元;所述SHEPWM调制单元包括用于存储不同载波比下初值分布区间内所有开关角度初值的存储单元,用于计算不同载波比下三相各基波区间有效开关角度、初始电平及PWM周期值的计算单元;第一处理器的输出端与第二处理器连接;初值分布区间为整个基波周期的一部分,各基波区间的开关角度可由初值区间开关角度推算得到;
所述第二处理器包括用于根据第一处理器传输的有效开关角度、脉冲初始电平及PWM周期值生成调制脉冲的脉冲发生器。
优选的是,所述初值分布区间为0~π/3。
优选的是,所述第一处理器进一步包括:用于在第一基波频率段生成SVPWM异步调制信号的SVPWM异步调制单元、用于在第二基波频率段生成SVPWM同步调制信号的SVPWM同步调制单元,以及,用于在第四基波频段生成方波调制信号的方波调制单元;还包括判断基波频率所处频段的基波频率判断单元,以及,用于根据基波频率及调制度进行调制模式调整的模式切换单元;
第一基波频率段频率、第二基波频率段频率、SHEPWM基波频段频率和第四基波频段频率依此呈由低到高的连续排列;
所述第二处理器的调制脉冲的脉冲发生器进一步用于根据模式切换单元的的信号生成脉冲调制信号。
本发明进一步还提供了一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制方法。
一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制方法,包括以下步骤:
开关角度及初始电平计算:开关角度及初始电平计算:根据存储在初值分布区间内不同载波比下的开关角度初值、当前调制度及基波频率进行不同载波比下三相各区间有效开关角度计算,并根据当前载波比计算确定初始电平;
脉冲调制信号生成:根据得到的有效开关角度、初始电平及PWM周期值进行脉冲调制。以初始电平作为脉冲调制电平的初始电平,当计数值等于开关角度时,进行脉冲调制电平反转,以生成脉冲调制信号;
脉冲调制信号切换:载波比切换时,查询并计算目标载波比下三相各区间所对应的有效开关角度及初始电平,并重复上述方法,生产脉冲调制信号。
优选的是,计算开关角度的方法为:
所述初值分布区间为0~π/3,根据当前基波频率及调制度选取合适的载波比,并计算U相0~π/3区间内相应载波比下的开关角度,根据SHEPWM的对称性推导得到2π/3~π、π~4π/3、5π/3~2π区间内,相应载波比下的开关角度,进而推导出V相和W相在一个周期内,相应载波比下的开关角度。
优选的是,将每个基波周期等分为六个基波区间,每个基波区间的开关角度可由初值区间开关角度推算得到,每次中断执行1/6基波周期,与开关角的分布范围相对应,一个基波区间内所有有效开关角均在一个计数周期内调制完成。
优选的是,所述的载波比为3的非整数倍,所述开关角数量N与载波比K之间满足K=2N+1。
优选的是,将每个基波周期等分为六个基波区间,每个区间内执行一次中断函数,存在开关角的基波区间为开关角有效基波区间,载波比切换时,在载波比切换基波区间的下一个开关角有效基波区间内,完成脉冲调制信号的切换。
优选的是,不存在开关角的区间为开关角无效区间,在开关角无效区间内完成载波比切换。
优选的是,载波比切换时,U、V和W三相逐相进行脉冲调制信号切换。
优选的是,在第一基波频率段采用SVPWM异步调制,在第二基波频率段采用SVPWM同步调制,在SHEPWM基波频段频率采用SHEPWM脉宽调制,在第四基波频段采用方波调制。
与现有技术相比,本发明的优点和积极效果在于:
本专利采用了一种新型的SHEPWM调制策略,一个基波周期分为6个基波区间,执行6次中断,每个中断执行π/3,开关角采用0~π/3分布方式,离线存储于内存中,程序执行过程中实时查表读取。无需进行实时计算,程序实现简单,代码量小,延时适中,在谐波消除及转矩脉动性能方面与理论计算结果一致。
同时,采用将每个周期分为6个区间的方式,与开关角的分布范围相对应,一个区间内所有有效开关角均在一个计数周期内调制完成。可以降低对CPU要求,延时适中,转矩脉动较小;既保证了计算结果的精度,又最大限度的缩小了控制器CPU的占用率。容易在基于DSP+FPGA的架构上实现,不同载波比间切换平稳、冲击小,适用于大功率变流器。
在进行脉冲调制信号切换时,U、V和W三相在特定的区间中进行逐相切换,可实现电机电流无冲击切换,保证每一相切换时冲击最小,实现不同载波比间平滑切换,且算法简单执行可靠,从而保证了系统的安全性和稳定性。
附图说明
图1为本发明脉冲调制方法示意图;
图2为本发明SHEPWM脉冲调制方法原理图;
图3为本发明PWM脉冲序列产生原理图;
图4为SHEPWM调制策略流程图;
图5为[0,2π]区间内三相电压波形图;
图6为载波比11时U相电压调制波及载波波形图;
图7为载波比7时U相电压调制波及载波波形图;
图8为载波比5时U相电压调制波及载波波形图;
图9为载波比3时U相电压调制波及载波波形图;
图10为载波比1时U相电压调制波及载波波形图;
图11为载波比11切换7时U相电压调制波及载波波形图。
具体实施方式
以下,结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。
在本发明的描述中,需要说明的是,术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”仅用于描述目的,而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明首先提供了一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制系统。
一种基于SHEPWM的脉宽调制系统,该脉宽调制系统的整体调制策略为:异步调制-同步调制-优化PWM调制-方波调制。参考图1,具体的说,在第一基波频率适用SVPWM异步调制,在第二基波频段,适用SVPWM同步调制,在第三基波频段(SHEPWM基波频段),适用SHEPWM调制,在第四基波频段,适用方波调制。其中,第一基波频率段频率、第二基波频率段频率、SHEPWM基波频段频率和第四基波频段频率依此呈由低到高的连续排列。
脉宽调制系统包括第一处理器和第二处理器;本实施例中,第一处理器采用DSP处理器,第二处理器采用FPGA处理器。
其中,第一处理器包括:用于在第一基波频率段生成SVPWM异步调制信号的SVPWM异步调制单元、用于在第二基波频率段生成SVPWM同步调制信号的SVPWM同步调制单元,用于在SHEPWM基波频段生成SHEPWM调制信号的SHEPWM调制单元,以及,用于在第四基波频段生成方波调制信号的方波调制单元;还包括判断基波频率所处频段的基波频率判断单元,以及,用于根据基波频率及调制度进行调制模式调整的模式切换单元。
具体的说,SHEPWM调制单元包括用于存储不同载波比下0~π/3区间内开关角度的存储单元,不同载波比下三相各区间有效开关角度、初始电平及PWM周期值计算单元,第一处理器的输出端与第二处理器连接。
进行载波调制过程中,第一处理器首先根据基波频率及调制度判断应处于哪一个频段范围内,在相应基波频段的范围内,调用相应的调制单元,执行调制作业。本发明中SVPWM异步调制策略、SVPWM同步调制策略和方波调制策略均为常规的调制策略,具体调制方法不再赘述。
第二处理器包括用于生成调制脉冲的脉冲发生器,所述脉冲发生器根据第一处理器传输来的有效开关角度、初始电平及PWM周期值,以生成脉冲调制信号并触发第一处理器进行中断处理。
更进一步,为了能够完成在不同调制策略之间的切换,第二处理器的调制脉冲的脉冲发生器进一步用于根据模式切换单元的的信号生成脉冲调制信号。
本发明的创新之处,在于提供了一种新的SHEPWM调制策略。在SHEPWM调制单元内根据存储在0~π/3(初值分布区间)区间内开关角度、当前调制度及基波频率进行不同载波比下三相各区间有效开关角度计算及PWM周期值,并根据当前载波比确定初始电平;参考图2,第一处理器将开关角度、开关角度对应的初始电平、PWM周期值以及第二处理器中脉冲发生器的使能信号发送到第二处理器,第二处理器产生脉冲调制信号并触发第一处理器进行中断处理。每次中断执行1/6基波周期,与开关角的分布范围相对应,一个区间内所有有效开关角均在一个计数周期内调制完成。
脉冲信号的产生机制如图3所示,采用载波计数的方式来产生锯齿波。周期开始的PWM电平由初始电平决定,脉冲生成器获取到各区间对应的初始电平,作为脉冲信号的初始电平。随后进行脉冲计数,当计数值等于开关角时,将进行脉冲信号的反转,进而产生所需的脉冲信号。
本发明进一步还提供了一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制方法。
一种基于SHEPWM的牵引逆变器脉宽调制方法,具体流程参考图4,包括以下步骤:
(1)开关角度及初始电平计算。
计算各相在不同载波比下的开关角度,并根据当前载波比确定初始电平。通常SHEPWM开关角度可由超越方程进行在线计算,但计算量偏大,硬件不能满足要求,如果由拟合方程进行计算,精度不能满足工程应用要求。具体的说,高精度开关角度采用Matlab或其它计算工具对超越方程进行求解,并将计算结果以表格形式离线存储于内存中,程序执行过程中实时查表读取;初始电平值为设定值。
通常SHEPWM开关角度的计算有0~π/3、0~π/2两种分布方式。由于0~π/2的开关角度在整个调制范围内的分布是断续的,中间有断点,不易实现。因此本发明中,开关角采用0~π/3分布方式,为了实现简化计算过程的目的,具体提供如下开关角度的计算方法为:根据当前基波频率及调制度选取合适的载波比,并计算U相0~π/3区间内相应载波比下的开关角度,根据SHEPWM的对称性推导得到2π/3~π、π~4π/3、5π/3~2π区间内,相应载波比下的开关角度,进而推导出V相和W相在一个周期内,相应载波比下的开关角度。本实施例中,所述的载波比为3的非整数倍,所述开关角数量N与载波比K之间满足K=2N+1。具体说,本实施例中载波比选择11、7、5、3,每个角度为一个数组,则11、7、5、3载波比下对应的开关角度的数量分别为5、3、2、1个。由于载波比3仅对应1个开关角,无需解超越方程,开关角可直接计算得到,因此所有开关表共由10个离线数组组成,便于工程实现。本专利调制度计算步长的精度为0.001,基波电压的控制精度为0.1%。
以载波比为11为例,U\V\W各相的开关角分布及对应关系如表1所示。α1、α2、α3、α4、α5为U相电压在[0,π/3]区间对应的5个开关角,且满足0<α12345<π/3。根据SHEPWM对称性,U相其他区间及V/W相所有区间开关角可推导得到。由于本专利开关角采用0~π/3分布方式,在相电压波峰、波谷区间不进行动作,无有效开关角。为了程序执行简单可靠,根据与FPGA协议,当开关角大于周期值时视为无效动作。因此,用无穷大∞表示相电压波峰、波谷区间无效开关角,FPGA不进行执行比较。U\V\W三相电压在一个周期[0,2π]各区间所有开关角分布详见表1。
表1[0,2π]内各区间U\V\W三相电压开关角分布
(2)脉冲调制信号生成。
总体来说,SHEPWM调制算法在DSP的中断函数中执行,控制流程图如图4所示,每个基波周期分成六个区间,每个区间执行一次中断函数,中断周期为T=1/(6*f),f是基波频率,进6次中断降低中断频率,执行简单,切换容易,延时适中,且可满足转矩脉动要求。DSP完成该区间角度的计算,根据当前基波频率及调制度选取合适的载波比工作并判断是否进行载波比切换,U\V\W三相在特定的区间中进行逐相切换,可实现电机电流无冲击切换。
具体的说,DSP在当前载波比下,根据调制度、基波频率查询并计算U\V\W三相在各区间的有效开关角、初始电平及PWM周期值。并将其连同FPGA脉冲发生器的使能信号一同传递至FPGA。以初始电平作为脉冲调制电平的初始电平,当计数值等于开关角度时,进行脉冲调制电平反转,以生成脉冲调制信号。
(3)脉冲调制信号切换。
载波比切换时,FPGA需要在DSP中查询新的载波比对应的开关角度及初始电平,并重复上述方法,生产脉冲调制信号。
具体的说,当基波频率及调制度增大到一定值时,为了减小开关频率,载波比需进行切换。图6、图7、图8、图9、图10分别为U相电压在载波比11、7、5、3、1下的调制波及载波波形,由图可知在区间[0,π/3],载波比为11、7、3时初始电平为0,载波比5、1时初始电平为0。由于初始电平不一致,在载波比7切换到载波比5、载波比5切换到载波比3、载波比3过渡到载波比1(方波)后,初始电平需按照切换后载波比下规则执行。
由图5及表1可知,三相电压在正负半周各存在一个开关角无效区间,W相在区间[2π/3,π]、[5π/3,2π],U相在区间[π/3,2π/3]、[4π/3,5π/3],V相在区间[0,π/3]、[π,4π/3]所有开关角无效,电平保持不变,不存在开关角的区间为开关角无效区间,在此区间均可进行载波比切换。本专利以三相电压正半周区间作为切换区间为例进行说明,在此区间进行载波比切换时开关角计算,FPGA在下一个区间延时执行,实际切换区间分别为W相在区间[0,π/3],U相在区间[2π/3,π],V相在区间[4π/3,5π/3],如图5所示。
将每个基波周期等分为六个基波区间,每个区间内执行一次中断函数,存在开关角的基波区间为开关角有效基波区间,载波比切换时,在当前基波区间的下一个基波区间内,完成脉冲调制信号的切换。
更进一步的,为了实现平稳切换,载波比切换时,U、V和W三相逐相进行脉冲调制信号切换。U\V\W三相在特定的区间中进行逐相切换,当三相都完成切换后即完成本次载波比切换。以载波比11切7U相为例,如图10所示,在U相电压正弦波正半周第一区间[0,π/3]为11分频,第三区间[2π/3,π]为7分频,执行简单易实现,切换前后电压电流畸变小,可实现平稳切换。
以下,以具体载波比的切换过程为例,来详细阐述载波比的切换方法。
①载波比11切7
由于载波比11与7时,各区间初始电平一样,切换前后保持一致,因此无需单独考虑。W相在[0,π/3]区间完成切换,U相在[2π/3,π]区间完成切换,V相在[4π/3,5π/3]区间完成切换,此时三相电压已逐相完成切换,各相在切换后均按照载波比7时开关角执行。载波比11切7过程中开关角及初始电平见表2。
表2 U\V\W三相电压载波比11切7时开关角及初始电平
②载波比7切5
由于载波比7与5时,部分区间初始电平不一致,因此需考虑切换后各相各区间初始电平值。W相在[0,π/3]区间完成切换,U相在[2π/3,π]区间完成切换,V相在[4π/3,5π/3]区间完成切换,此刻三相电压已逐相完成切换,各相在切换后均按照载波比5时开关角及初始电平执行。载波比7切5过程中开关角及初始电平见表3。
表3 U\V\W三相电压载波比7切5时开关角及初始电平
③载波比5切3
由于载波比5与3时,部分区间初始电平不一致,因此需考虑切换后各相各区间初始电平值。W相在[0,π/3]区间完成切换,U相在[2π/3,π]区间完成切换,V相在[4π/3,5π/3]区间完成切换,此刻三相电压已逐相完成切换,各相在切换后均按照载波比3时开关角及初始电平执行。载波比5切3过程中开关角及初始电平见表4。
表4 U\V\W三相电压载波比5切3时开关角及初始电平
④载波比3切1
为了切换平稳,执行简单,载波比1时中断周期与SHEPWM时保持一致,即T=1/(6*f)。在方波下,不存在有效开关角,只需初始电平即可电平反转,实现单脉冲调制。
由于载波比3与1时,部分区间初始电平不一致,因此需考虑切换后各相各区间初始电平值。随着调制度逐渐增大,载波比3对应的唯一开关角度逐渐接近0°,此时,载波比3的电机电流、电机谐波转矩和载波比1(方波)已经基本相同,三相可同时在任一区间进行切换,切换过程无冲击。采用载波比3的SHEPWM可以实现与方波的“无缝衔接”。本发明以实际切换区间[π,4π/3]为实施例进行说明,各相在切换后均按照载波比1时初始电平执行。载波比3切1过程中开关角及初始电平见表5。
表5 U\V\W三相电压载波比3切1时开关角及初始电平
以上,详细论述了在SHEPWM基波频段内采取的SHEPWM脉冲调制的具体算法。相应的,在第一基波频率段内,采用SVPWM异步调制,在第二基波频率段采用SVPWM同步调制,在第四基波频段采用方波调制。上述算法不属于本发明的主要创新点,不再赘述。
以上所述,仅是本发明的较佳实施例而已,并非是对本发明作其它形式的限制,任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域,但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型,仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (12)

1.一种基于SHEPWM的脉宽调制系统,其特征在于:包括第一处理器和第二处理器;
所述第一处理器包括用于在SHEPWM基波频段生成SHEPWM调制信号的SHEPWM调制单元;所述SHEPWM调制单元包括用于存储不同载波比下初值分布区间内所有开关角度初值的存储单元,用于计算不同载波比下三相各区间有效开关角度、初始电平及PWM周期值的计算单元;第一处理器的输出端与第二处理器连接;
所述第二处理器包括用于根据第一处理器传输的有效开关角度、脉冲初始电平及PWM周期值生成调制脉冲的脉冲发生器。
2.如权利要求1所述的基于SHEPWM的脉宽调制系统,其特征在于,所述初值分布区间为0~π/3。
3.如权利要求1所述的基于SHEPWM的脉宽调制系统,其特征在于,所述第一处理器进一步包括:用于在第一基波频率段生成SVPWM异步调制信号的SVPWM异步调制单元、用于在第二基波频率段生成SVPWM同步调制信号的SVPWM同步调制单元,以及,用于在第四基波频段生成方波调制信号的方波调制单元;还包括判断基波频率所处频段的基波频率判断单元,以及,用于根据基波频率及调制度进行调制模式调整的模式切换单元;
第一基波频率段频率、第二基波频率段频率、SHEPWM基波频段频率和第四基波频段频率依此呈由低到高的连续排列;
所述第二处理器的调制脉冲的脉冲发生器进一步用于根据模式切换单元的的信号生成脉冲调制信号。
4.一种基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,包括以下步骤:
开关角度及初始电平计算:根据存储在初值分布区间内不同载波比下的开关角度初值、当前调制度及基波频率进行不同载波比下三相各区间有效开关角度计算,并根据当前载波比计算确定初始电平;
脉冲调制信号生成:根据得到的有效开关角度、初始电平及PWM周期值进行脉冲调制;以初始电平作为脉冲调制电平的初始电平,当计数值等于开关角度时,进行脉冲调制电平反转,以生成脉冲调制信号,并触发第一处理器进行中断;
脉冲调制信号切换:载波比切换时,查询并计算目标载波比下三相各区间所对应的有效开关角度及初始电平,并重复上述方法,生产脉冲调制信号。
5.如权利要求4所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,计算开关角度的方法为:所述初值分布区间为0~π/3,根据当前基波频率及调制度选取合适的载波比,并计算U相0~π/3区间内相应载波比下的开关角度,根据SHEPWM的对称性推导得到2π/3~π、π~4π/3、5π/3~2π区间内,相应载波比下的开关角度,进而推导出V相和W相在一个周期内,相应载波比下的开关角度。
6.如权利要求5所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,将每个基波周期等分为六个基波区间,每次中断执行1/6基波周期,与开关角的分布范围相对应,一个基波区间内所有有效开关角均在一个计数周期内调制完成。
7.如权利要求4或5或6所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,载波比切换时,在当前基波区间的下一个基波区间内,完成脉冲调制信号的切换。
8.如权利要求4或5或6所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,存在开关角的基波区间为开关角有效基波区间,载波比切换时,在载波比切换基波区间的下一个开关角有效基波区间内,完成脉冲调制信号的切换。
9.如权利要求9所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,不存在开关角的区间为开关角无效区间,在开关角无效区间内完成载波比切换。
10.如权利要求4或10所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,进一步包括以下步骤:载波比切换时,U、V和W三相逐相进行脉冲调制信号切换。
11.如权利要求4所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,所述的载波比为3的非整数倍,所述开关角数量N与载波比K之间满足K=2N+1。
12.如权利要求4所述的基于SHEPWM的脉宽调制方法,其特征在于,进一步包括以下步骤:
在第一基波频率段采用SVPWM异步调制,在第二基波频率段采用SVPWM同步调制,在SHEPWM基波频段频率采用SHEPWM脉宽调制,在第四基波频段采用方波调制。
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