CN104779829B - 分裂式可变调制波pwm过调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及分裂式可变调制波PWM过调制方法，首先构建一分裂式可变调制波，当调制度 M＝1时，在正弦调制波上选择两个A、B对称点将正弦调制波分割为主正弦波和侧正弦波两部分，主正弦波为A、B两点间的中间曲线段，侧正弦波为A、B点外侧的曲线段；当调制度M∈[1,4/π]范围内继续增大时，主正弦波幅值保持为1不变并扩大其周期，侧正弦波周期不变并增大其幅值，使分裂式可变调制波与横坐标轴所围的面积随M的增大而继续增加；当调制度M＝4/π时，分裂式可变调制波形趋向方波；将分裂式可变调制波对三角载波进行调制，进而得出三相PWM过调制波。本发明的过调制方法无需将过调制区划分为两个区间，每个区间又分别采用不同PWM算法，易于微处理器实现，有利于提高PWM计算的实时性与精度。

Description

分裂式可变调制波PWM过调制方法

技术领域

本发明属于电机电器与电力电子学领域，特别是一种分裂式可变调制波PWM过调制方法。

背景技术

PWM过调制技术是指直流母线电压利用率最大化，其最大输出达到方波模式的一种PWM技术。目前研究较多的PWM过调制技术为SVPWM(Space Vector PWM空间电压矢量脉宽调制)过调制技术。

整个SVPWM的调制范围分为线性区与过调制区，相应PWM算法分述如下。

1、线性区：SVPWM通过6个基本空间电压矢量将矢量空间划分为6个扇区，如图1所示。基本矢量标号以abc为序，1代表该相上桥臂开通，0代表该相下桥臂开通。U_ref代表输出参考电压矢量，θ为矢量旋转角。

在每个开关周期T_s内，用所在扇区包含的两个基本空间电压矢量U_x、U_x±1与零矢量U₇、U₈的线性组合去逼近待输出的U_ref，即

U_refT_s＝U_xT₁+U_x±1T₂+U₇T₀+U₈T₀ (1)

(1)式中T_s＝T₁+T₂+2T₀，T₁为U_x的作用时间，T₂为U_x±1的作用时间，T₀为零矢量U₇、U₈的作用时间。U_d为直流母 线电压。根据每次只切换一个开关状态的原则，对每一扇区包含的两个基本空间电压矢量，确定矢量标号中含有1个“1”的矢量为U_x，含有2个“1”的矢量为U_x±1。应用正弦定理得出各扇区空间电压矢量作用时间T₁、T₂如表1所示。

表1各扇区基本矢量作用时间

注：

(2)当输出参考矢量U_ref处于线性区时，其矢量末端旋转轨迹处于图1所示正六边形内接圆区域内，即调制度

2、过调制区：当调制度M＞0.907时，SVPWM进入过调制区。根据调制度M的变化范围，又将过调制区分为两个子区。

(1)过调制Ⅰ区(0.907≤M＜0.952)

实际输出空间矢量轨迹位于基本空间电压矢量所构成的正六边形边界与内接圆之间，如图2所示。图中粗实线部分即为实际空间矢量在每个扇区的轨迹，该轨迹的一部分为正六边形边界，另一部分为连接该边界两端的圆弧即补偿区。过调制Ⅰ区的PWM算法主要步骤为：1、根据调制度M查表确定补偿角α_r；2、在补偿区外的输出空间矢量按比例收缩，使矢量末端旋转轨迹落在正六边形边界上。其余算法步骤与线性区一致。

(2)过调制Ⅱ区(0.952≤M≤1)

PWM算法主要有查表确定与调制度M对应的保持角α^h即输出空间矢量在正六边形顶点的停留时间以及非停留区的矢量收缩等，其余算法步骤与线性区一致。当M为1即保持角α^h达到时，PWM输出方波。

现有SVPWM过调制技术的缺点是算法复杂，主要表现在以下几方面：

1、将过调制区划分为算法不同的两个区，即过调制Ⅰ区和Ⅱ区。因此，在计算PWM之前，应根据调制度M值判别处于何种过调制区间，进而选择不同PWM算法；

2、无论过调制Ⅰ区还是Ⅱ区，其算法还要通过查表(根据M值)确定补偿角(对过调制Ⅰ区而言)或保持角(对过调制Ⅱ区而言)，进而划分每个扇区为两个子区间，又分别适用不同PWM算法；

3、算法需要确定空间矢量所在扇区号；

4、算法涉及除法运算。

上述算法内容使SVPWM过调制技术构成颇为复杂。当采用DSP器件予以实现时，其PWM计算程序的编程难度加大，程序结构复杂，需占用更多的处理器资源及CPU运行时间，对运算时实性及运算精度不利。

PWM算法应力求简单，这是评估其优劣的一个重要指标。为此，本案另辟思路，提出一种基于“分裂式可变调制波”的PWM过调制新技术。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种分裂式可变调制波，过调制方法无需像SVPWM那样需要将过调制区划分为两个区间，各经历不同算法的复杂步骤，因此易于微处理器实现，利于提高PWM计算的实时性与精度。

本发明采用以下方法实现：一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：首先构建一分裂式可变调制波，具体为：当调制度M＝1时，正弦调制波的幅值达到最大值，在所述正弦调制波上选择两个A、B对称点将所述正弦调制波分割为主正弦波和侧正弦波两部分，所述主正弦波为A、B两点间的中间曲线段，所述侧正弦波为A、B点外侧的曲线段；当调制度M∈[1,4/π]范围内继续增大时，主正弦波幅值保持为1不变并扩大其周期，侧正弦波周期不变并增大其幅值，使所述分裂式可变调制波与坐标横轴所围的面积随M的增大而继续增加；当调制度M＝4/π时，所述分裂式可变调制波形趋向方波；将所述分裂式可变调制波对三角载波进行调制，然后采用基于三相载波的PWM算法获得PWM过调制波；所述分裂式可变调制波的数学描述如下：

式中，U_m为侧正弦波幅值，α为主正弦波与 侧正弦波的分界角，β为α的初始角，0＜β≤π/2，θ为主正弦波周期扩张角，0≤θ≤π/2；其中α、β、θ三者关系满足

进一步地，所述对三角载波进行调制的具体方法为：

首先定义调制度M为

式中U₁为线电压基波幅值，U_dc为直流母线电压；

根据调制度M的变化范围，PWM分两个调制区：

当M∈[0,1]时，PWM处于线性区；调制波为幅值正比于M变化的正弦波，则PWM算法与现有SPWM一致，即

其中0≤ωt≤2π，

当时，PWM处于过调制区，相应的PWM脉冲计算公式如下式所示：

式中t_on与t_off分别为半载波周期内的脉宽时间与间歇 时间,载波周期值,为载波比，ω＝2πf为调制波角频率；t为载波峰顶或谷底采样时刻。

进一步地，所述基于三相载波的PWM算法由DSP器件的实时计算予以实现，具体步骤如下：

步骤S1：将三相逆变主电路各相桥臂开关IGBT的控制极分别通过一驱动电路连接到DSP器件的六个引脚，所述六个引脚分别为PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5、PWM6；

步骤S2：由DSP的事件管理器EVA中的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3分别控制a相、b相、c相桥臂的PWM输出；

步骤S3：设置DSP的定时器T1为增减计数工作模式，其周期寄存器T1PR值设为载波周期值T_C的二分之一；使能定时器T1下溢及周期中断，即设置程序在每一载波周期发生两次中断。程序由主程序和中断服务子程序构成；主程序计算载波比N及与此相关的调制度M值，进而判别M值范围；当中断发生时，程序转入中断服务子程序中进行PWM实时计算；

步骤S4:DSP器件根据CMPR1、CMPR2、CMPR3中的数值控制各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期T_C内的开通与关断时间，使a、b、c点输出PWM电压波，三点间电压U_ab、U_bc、U_ca即为三相PWM线电压。

进一步地，所述步骤S3中主程序的具体计算方式如下：当0≤M≤1时，则PWM处于线性区，令θ＝0，U_m＝M，计算调制波高为M_h＝M；当1≤M≤4/π时，为过调制区，则根据M值查表确定α与U_m， 并计算得出θ，保持调制波高M_h＝1不变。

进一步地，所述步骤S3中的中断服务子程序具体步骤如下：

步骤S31：计算当前采样点序号k值，即每发生一次中断对k值加1，接着计算的a相、b相或c相调制波采样角度ωt，当计算a相调制波采样角度时，当计算b相调制波采样角度时，当计算c相调制波采样角度时，其中为载波比；

步骤S32：判别调制波角度ωt处于调制波的何种波形范围，当0≤ωt≤α，或π-α≤ωt≤π+α，或2π-α≤ωt≤2π时，表明采样位置处于调制波的侧正弦波部分，则分别按公式与 计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内的开通时间；当α＜ωt＜π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的正半波部分，则分别按公式 与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间；当π+α＜ωt＜2π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的负半波部分，则分别按公式 与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出与该时间脉宽对应的比较值；并将a相、b相以及c相的比较值分别存入比较寄存器CMPR1、CMPR2与CMPR3中。

进一步地，所述时，可得到最佳调制波，在的过调制区有最宽的THD_i低值范围；并且在取值范围内也都有较宽的THD_i低值范围。

与现有技术相比，分裂式可变调制波PWM过调制技术具有以下优点：

1、PWM实时算法简单。表现在：(1)线性区PWM算法与现有SPWM一致；过调制区PWM算法需要先判别采样角所在区间，再选择不同PWM脉冲计算公式。虽然增加了判别环节，但PWM脉冲计算公式简单，不含除法运算，也不含SVPWM算法独有的判别空间矢量所在扇区号的复杂步骤。(2)线性区(0≤M≤1)与过调制区算法不同主要表现在对表征调制波的参数角α的不同操作。在线性区保持 不变，改变调制度M即调制波高M_h，即可线性地改变PWM输出基波；在过调制区则保持调制波高M_h＝1不变，缩小α直至方波输出，其间根据M值查表获取α、U_m等参数，再代入PWM脉冲计算公式，实现PWM线性输出。无需像SVPWM那样需要将过调制区划分为两个区间，各经历不同算法的复杂步骤；

2、由于PWM算法及相关计算程序结构简单，因此易于微处理器实现，利于提高PWM计算的实时性与精度。

3、新型调制波系由正弦波演化而来，由此得出的PWM过调制技术与现有SPWM技术自然形成了无缝拓展关系，共同构成覆盖M∈[0,4/π]全电压范围的CBPWM(carrier-basePWM，CBPWM)算法， 实现最大限度地利用直流母线电压的目标；

附图说明

图1为现有技术中电压空间矢量图。

图2为现有技术中过调制Ⅰ区参考电压矢量轨迹图。

图3为本发明中分裂式可变调制波示意图。

图4为本发明中分裂式可变调制波参数示意图。

图5为本发明中分裂式可变调制波THD_u与基波随α变化曲线(β＝π/2)。

图6为本发明中分裂式可变调制波THD_i随α变化曲线(β＝π/2)。

图7为本发明中分裂式可变调制波所含5、7、11、13次谐波随α变化曲线(β_＝π/2)。

图8为本发明中分裂式可变调制波THD_i随α变化曲线(β＝π/3)。

图9为本发明中不同β取值下PWM波的THD_u、THD_i变化曲线。

图10为本发明中三相逆变电路示意图。

图11为本发明中PWM波的THD_u、THD_i随M变化曲线(β＝π/2，载波比N＝33)

图12为本发明中主程序流程示意图。

图13至图16为本发明中计算PWM的中断服务子程序流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

本实施例提供一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，根据SPWM原理，当调制度M＝1时，正弦调制波及其PWM输出基波幅值达最大值。如果要进一步提升输出基波，可以通过扩大调制波面积的办法提升其基波分量。基于这一思想，首先构建一分裂式可变调制波，如图3所示，具体构建过程为：当调制度M＝1时，正弦调制波的幅值达到最大值，在所述正弦调制波上选择两个A、B对称点将所述正弦调制波分割为主正弦波和侧正弦波两部分，所述主正弦波为A、B两点间的中间曲线段，所述侧正弦波为A、B点外侧的曲线段；当调制度M∈[1,4/π]范围内继续增大时，主正弦波幅值保持为1不变并扩大其周期，侧正弦波周期不变并增大其幅值，所述分裂式可变调制波与坐标横轴所围的面积随M的增大而增加；当主正弦波周期与侧正弦波幅值足够大时，所述分裂式可变调制波形趋向方波，对应的调制度M＝4/π达最大值；将所述分裂式可变调制波对三角载波进行调制，然后采用基于三相载波的PWM算法获得PWM过调制波。所述分裂式可变调制波的数学描述如下：

式中，U_m为侧正弦波幅值，α为主正弦波与侧正弦波的分界角，β为α的初始角，0＜β≤π/2，θ为主正弦波周期扩张角，0≤θ≤π/2；其中α、β、θ三者关系满足

较佳的，分裂式可变调制波的数学描述由以下原理得出，图4给出了主正弦与侧正弦波半个周期波形。实线部分为调制波，相对幅值为1。虚线部分为波形延伸部分。图中为主正弦波函数，其中θ∈[0,π/2]为周期扩张角。当θ＝0时，f₁周期为2π；当0＜θ＜π/2时，周期为当θ＝π/2时，周期无穷大，并且f₁＝1。f₂＝U_msinωt为侧正弦波函数，由交点A可得出其中α为两正弦波的分界角。为使主正弦与侧正弦波变化同步进行，应建立α与θ两参数间的约束关系，为求得简便，令二者为线性关系为 其中β为图1中A点的定位角(B点与之对称)，取值范围为0＜β≤π/2。β也是分界角α的初值，即α|_θ＝0＝β。引入β参量是考虑到图3的A、B对称点的选择可以有多种，也意味着调制波构成及其变化进程可以有多样。当确定β为某一数值，根据的关系，当θ由0→π/2，则α由β→0，使得调制波由正弦波演变为方波， 对应调制度M由1→4/π。

在本实施例中，需要先对调制波进行优化。根据傅里叶公式编程计算调制波在α由β→0的变化区间内的各低次谐波及总谐波失真度THD值的变化情况。THD定义为：

电压谐波失真度电流谐波失真度

式中U₁为线电压基波幅值；k为谐波次数；U_k为k次谐波幅值。因调制波具有1/4周波对称且线电压不含有三次及其倍数次谐波，所以k为非三倍次的奇数。

图5～图7为调制波所含基波、5、7、11、13次谐波以及THD_u、THD_i值(累计谐波至63次。)在取值下的数值计算结果。

较佳的，随着α由π/2→0减小，基波u₁值由1→4/π增大。各次谐波值呈起伏变化特征。当α＝0.6576时，5次谐波值为零，随着α继续减小，5次谐波转为单调递增。7、11、13次谐波除过零点靠前外也有类似的变化特征。THD_u与THD_i值为表征各次谐波总影响程度的指标，其变化也呈起伏特征。当α＝0.66512时，THD_i取得极小值，该点对应u₁为1.1521。THD_u也在该点附近取得极小值。如果以u₁为变量作观察，可以看出在u₁∈[1,1.1521]区间内，THD_u、THD_i处于低值状态。谐波情况在不同β取值下将有不同。当时，THD_u、THD_i的低值区间为u₁∈[1,1.1053]。虽然比取值时收窄，但好处是低值区间的起伏特征有所减弱，如图8所示。

特别地，在本实施例中，经过对多个不同β取值下的调制波所含谐波的计算表明：β越小，调制波的THD_u、THD_i的低值区间就越窄。因此的取值可使THD_u、THD_i具有最大范围的低值区间，有利于在过调制区较宽M范围内降低谐波影响，但其间的THD_i起伏变化也最明显，对此需进一步计算调制波经PWM后的THD_i值才能评估出总影响。当M∈[0,1]处于线性区时调制波为正弦波。因此，衡量谐波影响的THD_i、THD_u值变化情况与SPWM相同，不予赘述。进入过调制区M∈[1,4/π]时，应用傅里叶公式编程计算不同β取值下PWM的THD_i、THD_u值，结果如图9所示。由图9可知，虽然β取小使THD_u有所下降，但却引起THD_i转折点靠前而使THD_i的低值区间缩小。因此，通过综合比较，选择可获得最宽的THD_i低值范围，利益相对较大，所对应的调制波视为最佳。

在本实施例中，由可确定最佳调制波，将所述的分裂式可变调制波对三角载波进行调制的具体方法为：首先定义调制度M为

式中U₁为线电压基波幅值，U_dc为直流母线电压；

根据调制度M的变化范围，PWM分两个调制区：

当M∈[0,1]时，PWM处于线性区，令θ＝0，由 式得U_m＝1，则调制波为幅值等于1的正弦波。将幅值乘以调制度M，使调制波高随M正比变化，则PWM算法与SPWM 一致，即

其中0≤ωt≤2π，

当时，PWM处于过调制区，调制波高度达最大值。为继续增大PWM基波，应保持调制波高度为1不变，并使α由π/2→0减小，则所含基波继续增大，波形由正弦波逐渐演变为方波，此时相应的PWM脉冲计算公式如下：

式中t_on与t_off分别为半载波周期内的脉宽时间与间歇时间,载波周期值,为载波比，ω＝2πf为调制波角频率；t为载波峰顶或谷底采样时刻。较佳的，式中的α变量依M变化取值，应事先根据图5中的u₁曲线，得出M与α间的关系α＝f(M)，制成表格数据供DSP程序读取。计算时，程序根据M值查表确定α、U_m，进而得出θ，代入上式实时计算PWM脉冲的t_on、t_off。

在本实施例中，PWM过调制新技术算法的焦点在于对调制波在过调制区的特征参数—分界角依据调制度M的变化所进行的取 值操作。所述基于三相载波的PWM算法由DSP器件的实时计算予以实现，具体步骤如下：

步骤S1：将三相逆变主电路各相桥臂开关IGBT的控制极分别通过一驱动电路连接到DSP器件的六个引脚，所述六个引脚分别为PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5、PWM6；

步骤S2：由DSP的事件管理器EVA中的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3分别控制a相、b相、c相桥臂的PWM输出；

步骤S3：设置DSP的定时器T1为增减计数工作模式，其周期寄存器T1PR值设为载波周期值T_C的二分之一；使能定时器T1下溢及周期中断，即设置程序在每一载波周期发生两次中断。程序由主程序和中断服务子程序构成；主程序计算载波比N及与此相关的调制度M值，进而判别M值范围；当中断发生时，程序转入中断服务子程序中进行PWM实时计算；

步骤S4:DSP器件根据CMPR1、CMPR2、CMPR3中的数值控制各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期T_C内的开通与关断时间，使a、b、c点输出PWM电压波，三点间电压U_ab、U_bc、U_ca即为三相PWM线电压。

在本实施例中，所述步骤S3中主程序的具体计算方式如下：当0≤M≤1时，则PWM处于线性区，令θ＝0，U_m＝M，计算调制波高为M_h＝M；当1≤M≤4/π时，为过调制区，则根据M值查表确定α与U_m，并计算得出θ，保持调制波高M_h＝1不变。

在本实施例中，所述步骤S3中的中断服务子程序具体步骤如下：

步骤S31：计算当前采样点序号k值，即每发生一次中断对k值加 1，接着计算的a相、b相或c相调制波采样角度ωt，当计算a相调制波采样角度时，当计算b相调制波采样角度时，当计算c相调制波采样角度时，其中为载波比；

步骤S32：判别调制波角度ωt处于调制波的何种波形范围，当0≤ωt≤α，或π-α≤ωt≤π+α，或2π-α≤ωt≤2π时，表明采样位置处于调制波的侧正弦波部分，则分别按公式与 计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内的开通时间；当α＜ωt＜π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的正半波部分，则分别按公式 与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间；当π+α＜ωt＜2π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的负半波部分，则分别按公式 与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出与该时间脉宽对应的比较值；并将a相、b相以及c相的比较值分别存入比较寄存器CMPR1、CMPR2与CMPR3中。

在本实施例中，所述时，可得到最佳调制波，在 的过调制区有最宽的THD_i低值范围；并且在取值范围内也都有较宽的THD_i低值范围。

在本实施例中，可以观察分裂式可变调制波PWM在全电压范围 的THD_u、THD_i值的变化情况分为两个区间。在调制度M∈[0，1]的线性区间，由于调制波为正弦波，因此THD_u、THD_i变化情况与SPWM完全一致；在的过调制区间，THD_u、THD_i变化情况与分界角的初值的取值密切相关。由PWM谐波计算结果表明，当时，具有最宽的THD_i低值区间，有利于在过调制区较宽M范围内降低谐波影响。图11示出了全电压范围的三相PWM线电压的THD_u、THD_i曲线。图11表明THD_u随M增大而递减；THD_i也随M增大呈现递减变化，当降低至M＝1.2点附近时，因调制波接近方波，所含5、7、11等低次谐波急剧增大，才使THD_i转急升变化。因此THD_i在过调制区较宽范围处于低值状态，有利于降低过调制区的谐波影响。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (7)

1.一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：首先构建一分裂式可变调制波，具体为：当调制度M＝1时，正弦调制波的幅值达到最大值，在所述正弦调制波上选择两个A、B对称点将所述正弦调制波分割为主正弦波和侧正弦波两部分，所述主正弦波为A、B两点间的中间曲线段，所述侧正弦波为A、B点外侧的曲线段；当调制度M∈(1,4/π]范围内继续增大时，主正弦波幅值保持为1不变并扩大其周期，侧正弦波周期不变并增大其幅值，使所述分裂式可变调制波与坐标横轴所围的面积随M的增大而继续增加；当调制度M＝4/π时，所述分裂式可变调制波形趋向方波；将所述分裂式可变调制波对三角载波进行调制，然后采用基于三相载波的PWM算法获得PWM过调制波；所述分裂式可变调制波的数学描述如下：

$U_r=\left\{\begin{array}{c}{U}_{m}sin\mathrm{\&omega;}t,0\&le;\mathrm{\&omega;}t<\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;}t<\mathrm{\&pi;}+\mathrm{\&alpha;},\\ 2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;}t\&le;2\mathrm{\&pi;}\\ \sin (\frac{\mathrm{\&pi;}-2\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;}),\mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;}t\&le;\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ \sin (\frac{\mathrm{\&pi;}-2\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&omega;}t+3\mathrm{\&theta;}),\mathrm{\&pi;}+\mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;}t\&le;2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\end{array}\right.$

式中，U_m为侧正弦波幅值，α为主正弦波与侧正弦波的分界角，β为α的初始角，0＜β≤π/2，θ为主正弦波周期扩张角，0≤θ≤π/2；其中α、β、θ三者关系满足

2.根据权利要求1所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：所述对三角载波进行调制的具体方法为：

首先定义调制度M为

$M=\frac{2U_1}{\sqrt{3}{U}_{dc}}$

式中U₁为线电压基波幅值，U_dc为直流母线电压；

根据调制度M的变化范围，PWM分两个调制区：

当M∈[0,1]时，PWM处于线性区；调制波为幅值正比于M变化的正弦波，则PWM算法与现有SPWM一致，即

其中0≤ωt≤2π，

当时，PWM处于过调制区，相应的PWM脉冲计算公式如下式所示：

$t_{on}=\left\{\begin{array}{c}\frac{T_C}{4}(1+U_{m}sin\mathrm{\&omega;}t),0\&le;\mathrm{\&omega;}t<\mathrm{\&alpha;}\\ \frac{T_C}{4}\&lsqb;1+sin(\frac{\mathrm{\&pi;}-2\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&omega;}t+\mathrm{\&theta;})\&rsqb;,\mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;}t\&le;\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ \frac{T_C}{4}(1+U_{m}sin\mathrm{\&omega;}t),\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;}t<\mathrm{\&pi;}+\mathrm{\&alpha;}\\ \frac{T_C}{4}\&lsqb;1+\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}-2\mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&pi;}}\right)\mathrm{\&omega;}t+3\mathrm{\&theta;}\&rsqb;,\mathrm{\&pi;}+\mathrm{\&alpha;}\&le;\mathrm{\&omega;}t\&le;2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}\\ \frac{T_C}{4}(1+U_{m}sin\mathrm{\&omega;}t),2\mathrm{\&pi;}-\mathrm{\&alpha;}<\mathrm{\&omega;}t\&le;2\mathrm{\&pi;}\end{array}\right.$

$t_{off}=\frac{T_C}{2}-t_{on};$

式中t_on与t_off分别为半载波周期内的脉宽时间与间歇时间,载波周期值,为载波比，ω＝2πf为调制波角频率；t为载波峰顶或谷底采样时刻。

3.根据权利要求1所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：所述基于三相载波的PWM算法由DSP器件的实时计算予以实现，具体步骤如下：

步骤S1：将三相逆变主电路各相桥臂开关IGBT的控制极分别通过一驱动电路连接到DSP器件的六个引脚，所述六个引脚分别为PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5、PWM6；

步骤S2：由DSP的事件管理器EVA中的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3分别控制a相、b相、c相桥臂的PWM输出；

步骤S3：设置DSP的定时器T1为增减计数工作模式，其周期寄存器T1PR值设为载波周期值T_C的二分之一；使能定时器T1下溢及周期中断，即设置程序在每一载波周期发生两次中断；程序由主程序和中断服务子程序构成；主程序计算载波比N及与此相关的调制度M值，进而判别M值范围；当中断发生时，程序转入中断服务子程序中进行PWM实时计算；

步骤S4:DSP器件根据CMPR1、CMPR2、CMPR3中的数值控制各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期T_C内的开通与关断时间，使a、b、c点输出PWM电压波，三点间电压U_ab、U_bc、U_ca即为三相PWM线电压。

4.根据权利要求3所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：所述步骤S3中主程序的具体计算方式如下：当0≤M≤1时，则PWM处于线性区，令θ＝0，U_m＝M，计算调制波高为M_h＝M；当1＜M≤4/π时，为过调制区，则根据M值查表确定α与Um，并计算得出θ，保持调制波高M_h＝1不变。

5.根据权利要求3所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：所述步骤S3中的中断服务子程序具体步骤如下：

步骤S31：计算当前采样点序号k值，即每发生一次中断对k值加1，接着计算的a相、b相或c相调制波采样角度ωt，当计算a相调制波采样角度时，当计算b相调制波采样角度时，当计算c相调制波采样角度时，其中为载波比；步骤S32：判别调制波角度ωt处于调制波的何种波形范围，当0≤ωt≤α，或π-α≤ωt≤π+α，或2π-α≤ωt≤2π时，表明采样位置处于调制波的侧正弦波部分，则分别按公式与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内的开通时间；当α＜ωt＜π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的正半波部分，则分别按公式与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间；当π+α＜ωt＜2π-α时，表明采样位置处于调制波的主正弦波的负半波部分，则分别按公式与计算a相、b相以及c相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出与脉宽时间t_on对应的各相比较值；并将a相、b相以及c相的比较值分别存入比较寄存器CMPR1、CMPR2与CMPR3中；M_h的含义为调制波高。

6.根据权利要求1所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：

7.根据权利要求1所述的一种分裂式可变调制波PWM过调制方法，其特征在于：所述