CN102223138B - 一种电机同步调制方法及其控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电机同步调制方法及其控制系统，在离线状态下，根据电机的谐波总损耗进行逆变器开关角的优化计算，以调制比为自变量，利用优化算法求出与之相对应的m个开关角α₁，α₂，...α_m，对于m个开关角得到的调制分频数为2m+1，将此m个开关角作为一个数据表存储在存储器中；在工作过程中，根据目标调制比，查找数据表得到m个开关角进行逆变器开关器件的开通关断控制。通过应用本发明方法及其控制系统所描述的技术方案，能够使电机磁链运行轨迹为规则多边形，以减小逆变器输出电流谐波，提高传动系统的控制性能。

Description

一种电机同步调制方法及其控制系统

技术领域

本发明涉及一种电机控制方法及其系统，尤其涉及一种应用于交流传动系统的新型多模式同步调制方法及其控制系统。

背景技术

交流传动系统是指以交流电机为控制对象，对电机的输出转矩和转速进行调节的新型传动系统。与直流传动系统相比，交流传动系统具有良好的牵引性能，功率因素高，体积小，重量轻，运行可靠。交流传动系统正逐步取代直流传动系统，广泛应用工业生产，国民生活和国家国防的各个领域。

交流传动系统一般由控制系统、主回路和控制对象等构成，其中主回路包括直流母线，直流支撑电容，以及由功率开关半导体器件组成的变流器；控制系统则是基于微处理器硬件平台上，运用各种控制算法进行交流电机控制的实时控制系统。它通过对传动系统中电机转速、电机电流和直流母线电压等信号的采集和处理，根据要求的转速或转矩指令，控制主回路中功率半导体器件的通断进行PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)调制以调节作用于电机的交流电压的幅值和频率，实现对电机转速或转矩的控制。

PWM是交流传动控制系统中极其重要组成部分，该部分的功能是根据输入的参考电压和当前直流母线电压，调节控制主回路功率半导体器件通断的脉冲信号的宽度，使主回路输出的基波电压等于输入的参考电压。随着数字计算机和微处理器的高速发展，基于空间矢量的SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉冲宽度调制)已成为广泛使用的PWM方法。SVPWM调制方法是基于电机磁链轨迹跟踪的控制思想而得到的一种PWM方法。对于交流电机，在忽略定子电阻时，电机定子电压空间矢量的积分即电机定子磁链空间矢量，因此控制作用于电机的电压矢量(大小和方向)以及该电压矢量的作用时间，就能控制电机的磁场轨迹。然而，由于变流器输出电平个数的限制，变流器实际仅能输出数量有限的电压矢量(这些电压矢量称为基本矢量)，作用在电机的理想电压矢量及其作用时间，只能按照磁链轨迹不变的原则，分配给某些基本矢量去分别作用来完成。下面以二电平电压型变流器说明SVPWM的原理。

图1给出了SVPWM的电压空间矢量图形，其中

是基本矢量，称为有效矢量，

则称为零矢量

根据伏秒平衡的原则，在扇区1有式(1)：

${\∫}_{\mathrm{kT}}^{(k+1)T}{V}_s{e}^{\mathrm{j\θ}}\mathrm{dt}={\stackrel{\→}{V}}_1{T}_1+{\stackrel{\→}{V}}_2{T}_2+{\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{mull}}{T}_0---\left(1\right)$

其中T₁、T₂和T₀分别是基本矢量

和

的作用时间，由式(2)计算可得，其中m为调制比。

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=\sqrt{3}\mathrm{mT}\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})\\ T_2=\sqrt{3}\mathrm{mT}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\\ T_0=T-T_1-T_2\end{array}\right.---\left(2\right)$

调制比为变流器输出的交流电压基波幅值同变流器输入的直流电压值之比。载波比为变流器输出基波电压的频率同变流器功率器件的开关频率之比。根据载波比是否恒定，PWM可分为异步调制和同步调制。无论变流器输出基波电压的频率如何变化，异步调制时变流器开关频率保持不变，因此开关频率与基波频率无关。由于开关频率同基波频率无关，因此异步调制时变流器输出的三相交流电压不对称，会造成电机三相不平衡。但如果开关频率足够高或基波频率很低，由异步调制造成的三相不平衡几乎可以忽略。因此，异步调制一般应用于小功率传动系统或大功率传动系统的低速区。

同步调制时，变流器开关频率同变流器输出基波频率之间严格地保持比例关系，开关频率随着基波频率的变化而变化。相对于异步调制，同步调制的一个显著优点是不仅能够一直保持变流器输出三相交流电压的对称，而且能够实现相电压的半波对称和1/4波对称从而削弱低次谐波，或者直接消除某些特定的谐波。对于开关频率较低的大功率交流传动系统，这意味着在毋需提高开关频率就能显著地降低电机转矩脉动。由于具有上面的特点，同步调制常用于大功率传动系统的高速区。

实际控制系统应用中，将异步调制和同步调制有机结合起来。在一定频率下采用异步调制，在一定频率上采用同步调制。同时考虑到变流器的物理极限开关频率，把变流器输出频率范围划分成若干个频率段，每个频率段内保持载波比为恒值，不同频率段的载波比不同，频率段与载波比的关系如图2所示。图中实线的斜率即为载波比，随着调制波频率的增加而分段增加，上面的虚线即为变流器的开关频率上限。0～f₁或者f₂～f₃即为一个频率段。用表1表示如下，一个频率段对应一个载波比。

表1各个频率段的载波比N

根据调制比可将PWM分为线性调制和过调制。当参考电压矢量V_ref的运行轨迹在正六边形内切圆之内时，如图3所示，V_ref可以通过8个基本电压矢量进行线性调制，输出电压在相位角和幅值上均可保持连续性。当增大调制比时，SVPWM将进入过调制区域，此时参电压考矢量的轨迹一部分位于基本矢量所构成的六边形内，一部分位于六边形外，当参考电压矢量位于六边形外时，此时逆变器将无法输出与参考电压矢量相同大小的电压矢量，输出电压矢量轨迹不再为圆形，输出线电压波形将不再为正弦波。当继续增大调制比使得参考电压矢量位于六边形的外接圆时，逆变器将工作在六阶梯波模式，即进入方波工况。系统进入过调制区时，需对调制幅值或相位进行修正，或两者同时进行修正以达到输出目标电压的目的。为了保证调制的精确度，一般需要进行较为复杂的修正计算。

下面以11分频和9分频同步调制为例阐述目前应用的同步调制方式，其核心思想是在固定位置上进行SVPWM拟合，对各拟合用基本电压矢量的作用顺序进行排列得到要求的分频数。

11分频调制

以扇区1为例，选择6°，18°，30°，42°，54°五个固定位置为参考电压矢量拟合点，在各个拟合点上依然采用SVPWM算法进行参考电压矢量的拟合，求出各个基本矢量的作用时间。各个拟合点处非零基本矢量和零矢量进行拟合参考矢量的切换顺序为：

6°：U₀(000)→U₁(100)→U₂(110)

18°：U₂(110)→U₁(100)→U₀(000)

30°：U₀(000)→U₁(100)→U₂(110)→U₇(111)

42°：U₇(111)→U₂(110)→U₁(100)

54°：U₁(100)→U₂(110)→U₇(111)

在扇区2，选择66°，78°，90°，102°，114°六个固定位置作为参考矢量拟合点，基本电压矢量作用顺序为：

66°：U₇(111)→U₂(110)→U₃(010)

78°：U₃(010)→U₂(110)→U₇(111)

90°：U₇(111)→U₂(110)→U₃(010)→U₀(000)

102°：U₀(000)→U₃(010)→U₂(110)

114°：U₂(110)→U₃(010)→U₀(000)

其他扇区同理可得。

9分频调制

扇区1内，选择平面上的10°，30°，50°三个位置作为参考电压拟合点，各个拟合点处非零基本矢量和零矢量进行拟合参考矢量的切换顺序为：

10°：U₀(000)→U₁(100)→U₂(110)→U₇(111)

30°：U₇(111)→U₂(110)→U₁(100)→U₀(000)

50°：U₀(000)→U₁(100)→U₂(110)→U₇(111)

扇区2内，选择平面上的70°，90°，110°三个位置作为参考电压拟合点，各个拟合点处非零基本矢量和零矢量进行拟合参考矢量的切换顺序为：

70°：U₇(111)→U₂(110)→U₃(010)→U₀(000)

90°：U₀(000)→U₃(010)→U₂(110)→U₇(111)

110°：U₇(111)→U₂(110)→U₃(010)→U₀(000)

其他扇区同理可得。

对于7分频，5分频等不做详细叙述，根据类似原理可得。

现有同步调制算法根据目标输出频率确定载波比，然后确定拟合点的位置，确定拟合所用的基本电压矢量及其作用顺序，再根据输出频率计算出各基本电压矢量的作用时间，将相应的时间送入定时器，通过在相应的时间内输出相应的电压矢量达到调制目的。此方法存在的不足体现为：随着调制比的不断加大，参考电压矢量可能位于过调制区，需要进行特殊的处理达到调制目的，在一定程度上会增加系统计算时间和程序的复杂性。在各分频数下拟合点位置固定，且拟合方式单一，不能根据实际情况进行变化，随着输出频率的加大，定子磁链运行轨迹为非规则形状，电机的谐波电流加大，运行过程中会造成电机相电流的尖峰电流大，极易导致逆变器的过流，这种现象对于中大功率交流传动系统尤为明显。

发明内容

本发明的目的是提供一种新型多模式的电机同步调制方法及其控制系统，该方法及其控制系统能够使电机磁链运行轨迹为规则多边形，以减小逆变器输出电流谐波，提高传动系统的控制性能。

本发明具体提供了一种电机同步调制方法的具体实施方式，一种电机同步调制方法，包括以下步骤：

在离线状态下，根据电机的谐波总损耗进行逆变器开关角的优化计算，以调制比为自变量，利用优化算法求出与之相对应的m个开关角α₁，α₂，...α_m，对于m个开关角得到的调制分频数为2m+1，将此m个开关角作为一个数据表存储在存储器中；在工作过程中，根据目标调制比，查找数据表得到m个开关角进行逆变器开关器件的开通关断控制。

作为本发明一种电机同步调制方法进一步的实施方式，利用优化算法求出与之相对应的开关角过程包括以下步骤：

S101：采用优化算法对电机的谐波总损耗

进行求解，得到调制比a_i对应的P值最小时的开关角值α_i，1，α_i，2，...α_i，m；

其中，u_k为k次谐波电压分量，定义W＝ω₁L/R，ω₁为基波u_k的角频率，L为电感，R为电阻，a_i为系统的调制比；

S102：由步骤S101得到a_i：α_i，1，α_i，2，…α_i，m的对应关系，取调制比为a_i+1，a_i+1＝a_i+Δ，Δ为步长，重复上述步骤进行计算，得到对应关系a_i+1：α_i+1，1，α_i+1，2，…，α_i+1，m；

S103：重复上述步骤直至调制比a_i＝1，得到不同调制比a_i+1下的m个开关角，将开关角按调制比从小到大的顺序依次存储于存储器中；

S104：系统实际运行过程中，根据调制比通过查表的方式得到对应的开关角。

作为本发明一种电机同步调制方法进一步的实施方式，逆变器输出的电压波形保持半波对称和1/4波对称。

作为本发明一种电机同步调制方法进一步的实施方式，电机的定子磁链运行轨迹为规则的多边形。

作为本发明一种电机同步调制方法进一步的实施方式，电机同步调制方法包括矢量控制过程，矢量控制过程包括以下步骤：

转矩给定单元设定电机输出的目标转矩；

磁链计算单元进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制，在基频以上恒功率控制，根据输出频率进行弱磁控制；

指令电流计算单元根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令

的计算；

转差频率计算单元计算电机的转差频率ω_r；

定子频率计算单元根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s；

角度计算单元对定子频率进行积分计算出定子的旋转角度θ；

角度补偿单元对角度计算单元计算的角度量进行补偿得到正确的角度θ′；

反馈电流计算单元根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流；

PI调节单元对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

电压坐标变换单元将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

PWM调制单元进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变单元各相开关器件的通断，使逆变单元输出电压的基波等于调制电压。

作为本发明一种电机同步调制方法进一步的实施方式，PWM调制单元的调制过程包括以下步骤：

幅值相位计算单元根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref；

模式选择单元根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定，根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，然后根据调制比a_i查找对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m；

误差修正单元根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正；

脉冲输出控制单元根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

本发明还提供一种利用上述电机同步调制方法进行控制的系统的具体实施方式，包括：

转矩给定单元：用于设定电机输出的目标转矩；

磁链计算单元：用于进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制；基频以上恒功率控制，需要根据输出频率进行弱磁控制；

指令电流计算单元：根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令

的计算；

转差频率计算单元：用于计算电机转差频率ω_r；

定子频率计算单元：根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s；

角度计算单元：对定子频率进行积分计算出定子旋转角度θ；

角度补偿单元：对角度计算单元计算的角度量进行补偿得到正确的角度θ′；

反馈电流计算单元：根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流；

PI调节单元：对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

电压坐标变换单元：将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

PWM调制单元：进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变单元各相开关器件的通断，使逆变单元输出电压的基波等于调制电压；

逆变单元：输出交流电压驱动电机运行。

作为本发明一种电机同步调制控制系统进一步的实施方式，PWM调制单元包括：

幅值相位计算单元：根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref；

模式选择单元：根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定，根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，然后根据调制比a_i查找对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m；

误差修正单元：根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正；

脉冲输出控制单元：根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

作为本发明一种电机同步调制控制系统进一步的实施方式，系统根据定子频率和调制比进行调制方式的判定，如定子频率ω大于某一设定值ω₀，同时调制比a_i大于某一设定值a₀，则系统运行于同步调制模式，否则运行于异步调制模式，异步调制采用空间矢量脉冲宽度调制算法。

通过实施本发明作为本发明一种电机同步调制方法及其控制系统的具体实施方式，能够达到以下技术效果：

(1)系统同步调制模式下，采用查表方式进行处理，无复杂运算，计算量极小，响应速度快；

(2)无需像传统调制算法那样要判断参考电压是位于线性调制区还是过调制区，因此无需进行特殊的过调制处理，减少了系统计算量，能提高系统运行速度；

(3)系统调制模式多样，根据调制比选择开关角，随着调制比的变换，开关角也变换以达到电机效率最优，减小电机的谐波损耗，能有效减小电机的温升，同时有利于节能环保；

(4)定子磁链运行轨迹为规则多边形，能有效减小电机电流峰值，能极大提高系统运行的稳定性和产品可靠性；

(5)在控制方法上，提出了角度补偿算法，能有效解决传统算法固有的角度滞后性，有利于提高控制系统的性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术SVPWM空间电压基本矢量及合成示意图；

图2是现有技术同步调制方法中的分段调制示意图；

图3是现有技术调制方法中过调制的线性调制区示意图；

图4是本发明电机同步调制方法及其控制系统所应用的三相PWM逆变器结构示意图；

图5是本发明电机同步调制方法单相电压输出波形-开关角示意图；

图6是本发明电机同步调制方法9分频调制模式1线电压波形图；

图7是本发明电机同步调制方法9分频调制模式1定子磁链轨迹示意图；

图8是本发明电机同步调制方法9分频调制模式2线电压波形图；

图9是本发明电机同步调制方法9分频调制模式2定子磁链轨迹示意图；

图10是本发明电机同步调制方法9分频调制模式3线电压波形图；

图11是本发明电机同步调制方法9分频调制模式3定子磁链轨迹示意图；

图12是本发明电机同步调制方法9分频调制模式4线电压波形图；

图13是本发明电机同步调制方法9分频调制模式4定子磁链轨迹示意图；

图14是本发明电机同步调制方法9分频调制模式5线电压波形图；

图15是本发明电机同步调制方法9分频调制模式5定子磁链轨迹示意图；

图16是本发明电机同步控制系统的结构组成框图；

图17是本发明电机同步调制方法的功能结构框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如附图4至附图17所示，给出了应用本发明而形成的电机同步调制方法及其控制系统的一个具体实施例，下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

本发明电机同步调制方法所应用的三相桥式PWM逆变电路基本结构如图4所示。其中，A相开关器件开关波形如图5所示，在

区域在角度α₁，α₂，...α_m(开关角)处进行逆变器的开通关断，并且对于m个开关角满足下列关系：

0≤α₁≤α₂≤α₃≤...≤α_m≤π/2                                (3)

在实际应用中，为了使电流谐波最小，输出电压波形需保持半波对称和1/4波对称，即在π/2～π内的开关角为π-α_m，...π-α_m-2，π-α₁，依次类推。则B相开关器件的开关角为A相顺移2π/3，C相开关器件的开关角为A相顺移4π/3。对于m个开关角得到的调制分频数为2m+1，因此对于11分频调制，需要5个开关角；9分频调制，需要4个开关角。

逆变器输出电压的傅里叶级数表示形式为：

$f\left(\mathrm{\ωt}\right)=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)+b_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)]$

$a_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}\underset{0}{\overset{2\mathrm{\π}}{\∫}}f\left(\mathrm{\ωt}\right)\×\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)d\left(\mathrm{\ωt}\right)---\left(4\right)$

$b_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}\underset{0}{\overset{2\mathrm{\π}}{\∫}}f\left(\mathrm{\ωt}\right)\×\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)d\left(\mathrm{\ωt}\right)$

因为在实际工程化应用中，输出电压波形保持半波对称和1/4波对称，即：

f(ωt)＝f(π-ωt)

                                                        (5)

f(ωt)＝-f(π+ωt)

所以傅里叶级数中的余弦分量，直流分量和偶次正弦分量为零，得到：

$a_n=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{4U}_d}{\mathrm{n\π}}[1+2\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^i\cos \left({\mathrm{n\α}}_i\right)](n=\mathrm{1,3,5}...)---\left(6\right)$

以为电压基值进行电压的标幺化，得到标幺后的电压表示为：

$a_n=\frac{1}{n}[1-2\×\cos \left({\mathrm{n\α}}_1\right)+2\×\cos \left({\mathrm{n\α}}_2\right)-...+{(-1)}^{m}2\cos \left({\mathrm{n\α}}_m\right),(n=\mathrm{1,3,5}...)]---\left(7\right)$

对于三相交流系统，从电机学基本原理可以知道，电压中的谐波次数主要为k＝6q±1(q＝1，2，...)，三相电机简化为R-L模型进行计算，得到电机的谐波损耗为：

$P=\underset{K=\mathrm{5,7,11,13}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{U_k^2}{R^2+{\left({\mathrm{K\ω}}_{1}L\right)}^2}---\left(8\right)$

式中的ω₁为基波u₁的角频率，定义W＝ω₁L/R，对于电机功率因素

有

于是得到电机的谐波总损耗为：

$P=\underset{K=\mathrm{5,7,11,13}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{u_k^2}{1+{\left(\mathrm{kW}\right)}^2}---\left(9\right)$

根据各次谐波电流总和进行逆变器开关角的优化计算，以调制比为自变量，利用优化算法求出与之相对应的m个开关角α₁，α₂，...α_m，将此m各个开关角作为一个表存储在存储器中，工作过程中根据目标调制比，查表得到m个开关角进行逆变器开关器件的开通关断控制。

下面举例介绍求解过程：

假如系统的调制比为a_i，W＝0.5，电压为正，逆变器运行于9分频，即开关角为4个，定义为α₁，α₂，α₃，α₄，谐波损耗计算到23次，则：

a_i＝(1-2cos(α₁)+2cos(α₂)-2cos(α₃)+2cos(α₄))

$u_5=\frac{1}{5}(1-2\cos \left({5\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({5\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({5\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({5\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_7=\frac{1}{7}(1-2\cos \left({7\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({7\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({7\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({7\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_{11}=\frac{1}{11}(1-2\cos \left({11\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({11\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({11\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({11\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_{13}=\frac{1}{13}(1-2\cos \left({13\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({13\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({13\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({13\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_{17}=\frac{1}{17}(1-2\cos \left(1{7\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({17\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({17\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left(1{7\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_{19}=\frac{1}{19}(1-2\cos \left({19\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({19\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({19\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({19\mathrm{\α}}_4\right))$

$u_{23}=\frac{1}{23}(1-2\cos \left({23\mathrm{\α}}_1\right)+2\cos \left({23\mathrm{\α}}_2\right)-2\cos \left({23\mathrm{\α}}_3\right)+2\cos \left({23\mathrm{\α}}_4\right))$

则有：

$P=\frac{u_5^2}{1+{(5\×0.5)}^2}+\frac{u_7^2}{1+{(7\×0.5)}^2}+\frac{u_{11}^2}{1+{(11\×0.5)}^2}+\frac{u_{13}^2}{1+{(13\×0.5)}^2}+\frac{u_{17}^2}{1+{(17\×0.5)}^2}$

$+\frac{u_{19}^2}{1+{(19\×0.5)}^2}+\frac{u_{23}^2}{1+{(23\×0.5)}^2}$

采用如牛顿迭代法等优化算法对P进行求解，得到P值最小时的开关角值α_i，1，α_i，2，α_i，3，α_i，4，这样得到一个对应关系a_i：α_i，1，α_i，2，α_i，3，α_i，4，取调制比为a_i+1，(a_i+1＝a_i+Δ，Δ为步长，根据系统需要的精度进行确定)，重复上述过程进行计算，得到对应关系a_i+1：α_i+1，1，α_i+1，2，α_i+1，3，α_i+1，4。重复上述过程直至调制比a_i＝1，这样得到了不同调制比下的4个开关角，将开关角按调制比从小到大的顺序依次存储于硬件中。系统实际运行过程中，根据调制比即可以通过查找表的方式得到对应的开关角。电机的定子磁链运行轨迹为规则的多边形。

9分频下的各个调制模式的典型线电压波形和磁链轨迹波形如图6～15所示。

电机同步调制方法包括矢量控制过程，矢量控制过程包括以下步骤：

转矩给定单元设定电机输出的目标转矩；

磁链计算单元进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制，在基频以上恒功率控制，根据输出频率进行弱磁控制；

指令电流计算单元根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令的计算；

转差频率计算单元计算电机的转差频率ω_r；

定子频率计算单元根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s；

角度计算单元对定子频率进行积分计算出定子的旋转角度θ；

角度补偿单元对角度计算单元计算的角度量进行补偿得到正确的角度θ′；

反馈电流计算单元根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流；

PI调节单元对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

电压坐标变换单元将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

PWM调制单元进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变单元各相开关器件的通断，使逆变单元输出电压的基波等于调制电压。

PWM调制单元的调制过程包括以下步骤：

幅值相位计算单元根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref；

模式选择单元根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定，根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，然后根据调制比a_i查找对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m；

误差修正单元根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正；

脉冲输出控制单元根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

作为本发明电机同步调制控制系统的一种具体实施方式，给出了以异步电机的间接磁场定向控制为例说明同步调制控制系统的闭环实现过程，系统结构框图如图16所示，下面对控制系统的每个组成部分进行介绍。

[1]转矩给定单元：用于设定电机输出的目标转矩。

[2]磁链计算单元：用于进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制；基频以上恒功率控制，需要根据输出频率进行弱磁控制。

[3]指令电流计算单元：根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令

的计算，由式(10)和(11)进行计算。

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}---\left(10\right)$

$I_q^{*}=\frac{2T^{*}{L}_r}{3P_n{\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}---\left(11\right)$

其中，P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机定子电感。

[4]转差频率计算单元：用于计算电机转差频率ω_r，根据式(12)进行计算，

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}---\left(12\right)$

其中，τ_r为电机转子时间常数。

[5]定子频率计算单元：根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s，由式(13)计算。

ω_s＝ω_r+P_n×ω                                            (13)

[6]角度计算单元：对定子频率进行积分计算出定子旋转角度θ，根据式(14)计算。

θ＝∫ωdt                                                 (14)

[7]角度补偿单元：计算出的频率是当前周期的，而变流器要求输出的电压

应该是作用于下一个开关周期内的电压矢量。因为定子是以一定频率运转的，开关器件的开关频率越低，定子频率越大则前后两个周期内的角度差越大，因此在电压坐标变化单元中角度如仍用式(14)得到的角度进行计算则必然存在误差，因此需要对角度量进行补偿以得到正确角度θ′。

[8]反馈电流计算单元：根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流，计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right]---\left(15\right)$

[9]PI调节单元：对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

$U_d=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}$

$\left(16\right)$

$U_q=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}$

[10]电压坐标变换单元：将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}\\ U_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right]---\left(17\right)$

[11]PWM调制单元：进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变器各相开关器件的通断，使逆变器输出电压的基波等于调制电压。

[12]逆变单元：输出交流电压驱动电机运行。

其中，PWM调制单元进一步包括：幅值相位计算单元、模式选择单元、误差修正单元、脉冲输出控制单元。控制系统根据定子频率和调制比进行调制方式的判定，如定子频率ω大于某一设定值ω₀，同时调制比a_i大于某一设定值a_i，则系统运行于同步调制模式，否则运行于异步调制模式。异步调制仍采用传统SVPWM算法。在同步调制模式下，运行框图如图17所示。

幅值相位计算单元：根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref。

模式选择单元：根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定。根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，即确定系统应工作在11分频，或是9分频，或是其他分频数。然后根据m查对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m。

误差修正单元：根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正。

脉冲输出控制单元：根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

本专利提出了一种基于查表方式的同步调制方法并基于此方法构建了闭环控制系统。在离线状态下，以电机谐波损耗最小为优化目标，采用优化算法以调制比为变量进行计算，计算出每种分频数下，某一调制比对应的开关角，然后将开关角按顺序存储于硬件中固定位置。控制系统实际运行过程中，根据调制比和分频数进行查表得到开关角，经处理得到六相PWM信号实现对逆变器开关器件的控制。定子磁链运行轨迹为规则多边形。由此得到的开关器件控制PWM信号，调制模式多样，定子磁链轨迹为规则的多边形，能有效减小电机电流峰值，对于中大功率交流传动系统尤为明显。基于同步调制方法以异步电机的间接磁场定向控制为例构建出了矢量控制系统，并针对控制中固有的周期差问题，在角度上提出了补偿方法，能有效提高系统控制性能。基于查表方法的电机同步调制矢量控制系统在电机控制方式上，考虑到控制算法计算上的前后开关周期内由于速度所导致的角度差(开关器件的开关频率越低，定子频率越高则角度差越大)，提出了补偿方法，能有效提高控制性能。

通过应用本发明具体实施方式所描述的电机同步调制方法及其控制系统，能够达到以下技术效果：

(1)整个系统在同步调制模式下，采用查表方式进行处理，无复杂运算，计算量极小，响应速度非常快。

(2)无需像传统调制算法一样需要判断参考电压是位于线性调制区还是过调制区，因此无需进行特殊的过调制处理，减少了系统计算量，能够有效地提高系统运行速度。

(3)系统调制模式多样，根据调制比选择开关角，随着调制比的变换，开关角也变换以达到电机效率最优，减小电机的谐波损耗，能有效减小电机的温升，同时有利于节能环保。

(4)定子磁链运行轨迹为规则多边形，能有效减小电机电流峰值，能极大提高系统运行的稳定性和产品可靠性。

(5)在控制系统设计上，提出了角度补偿算法，能有效解决传统算法固有的角度滞后性，有利于提高控制系统的性能。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同替换、等效变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种电机同步调制方法，其特征在于，所述的电机同步调制方法包括以下步骤：

在离线状态下，根据电机的谐波总损耗进行逆变器开关角的优化计算，以调制比为自变量，利用优化算法求出与之相对应的m个开关角α₁，α₂，...α_m，对于m个开关角得到的调制分频数为2m+1，将此m个开关角作为一个数据表存储在存储器中；在工作过程中，根据目标调制比，查找数据表得到m个开关角进行逆变器开关器件的开通关断控制。

2.根据权利要求1所述的一种电机同步调制方法，其特征在于：所述利用优化算法求出与之相对应的开关角过程包括以下步骤：

S101：采用优化算法对调制比a_i下电机的谐波总损耗

进行求解，得到P值最小时的开关角值α_i，1，α_i，2，...α_i，m；

其中，u_k为k次谐波电压分量，定义W＝ω₁L/R，ω₁为基波u_k的角频率，L为电感，R为电阻，a_i为系统的调制比；

S102：由步骤S101得到a_i：α_i，1，α_i，2，…α_i，m的对应关系，取调制比为a_i+1，a_i+1＝a_i+Δ，Δ为步长，重复上述步骤进行计算，得到对应关系a_i+1：α_i+1，1，α_i+1，2，…，α_i+1，m；

S103：重复上述步骤直至调制比a_i＝1，得到不同调制比a_i下的m个开关角，将开关角按调制比从小到大的顺序依次存储于存储器中；

S104：系统实际运行过程中，根据调制比通过查表的方式得到对应的开关角。

3.根据权利要求1或2所述的一种电机同步调制方法，其特征在于：逆变器输出的电压波形保持半波对称和1/4波对称。

4.根据权利要求3所述的一种电机同步调制方法，其特征在于：所述电机的定子磁链运行轨迹为规则的多边形。

5.根据权利要求1所述的一种电机同步调制方法，其特征在于：所述的电机同步调制方法包括矢量控制过程，矢量控制过程包括以下步骤：

转矩给定单元设定电机输出的目标转矩；

磁链计算单元进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制，在基频以上恒功率控制，根据输出频率进行弱磁控制；

指令电流计算单元根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令

的计算；

转差频率计算单元计算电机的转差频率ω_r；

定子频率计算单元根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s；

角度计算单元对定子频率进行积分计算出定子的旋转角度θ；

角度补偿单元对角度计算单元计算的角度量进行补偿得到正确的角度θ′；

反馈电流计算单元根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流；

PI调节单元对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

电压坐标变换单元将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

PWM调制单元进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变单元各相开关器件的通断，使逆变单元输出电压的基波等于调制电压。

6.根据权利要求5所述的一种电机同步调制方法，其特征在于：所述PWM调制单元的调制过程包括以下步骤：

幅值相位计算单元根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref；

模式选择单元根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定，根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，然后根据调制比a_i查找对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m；

误差修正单元根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正；

脉冲输出控制单元根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

7.一种利用权利要求1、2、5中任一权利要求所述的电机同步调制方法进行控制的系统，其特征在于，包括：

转矩给定单元：用于设定电机输出的目标转矩；

磁链计算单元：用于进行磁链指令的计算设定，在基频以下按恒转矩控制；基频以上恒功率控制，需要根据输出频率进行弱磁控制；

指令电流计算单元：根据转矩指令和磁链指令进行d，q轴电流指令

的计算；

转差频率计算单元：用于计算电机转差频率ω_r；

定子频率计算单元：根据测速装置反馈的速度ω和转差频率ω_r计算出定子频率ω_s；

角度计算单元：对定子频率进行积分计算出定子旋转角度θ；

角度补偿单元：对角度计算单元计算的角度量进行补偿得到正确的角度θ′；

反馈电流计算单元：根据检测到的电机相电流经坐标变化后得到d，q轴反馈电流；

PI调节单元：对d，q轴指令电流和反馈电流进行差分处理，然后经过PI控制，得到d，q轴电压指令

电压坐标变换单元：将d，q轴电压变换到静止坐标系上的α，β轴电压

PWM调制单元：进行目标输出电压的调制，得到六相PWM输出控制信号，控制逆变单元各相开关器件的通断，使逆变单元输出电压的基波等于调制电压；

逆变单元：输出交流电压驱动电机运行。

8.根据权利要求7所述的一种电机同步调制方法控制系统，其特征在于：所述的PWM调制单元包括：

幅值相位计算单元：根据参考电压矢量在静止α，β坐标系上的投影分量U_α，U_β计算出调制比a_i和相位θ_ref；

模式选择单元：根据调制比a_i和定子频率ω进行调制模式的确定，根据定子频率ω和开关器件的物理极限频率确定分频数，然后根据调制比a_i查找对应分频数的开关表，得到m个开关角α₁，α₂，...α_m；

误差修正单元：根据系统预期达到的角度与实际达到的角度进行修正补偿，将角度误差Δθ补偿到下一周期需要运行的角度上，实现对闭环控制的修正；

脉冲输出控制单元：根据开关角，参考电压相位，角度误差Δθ以及定子频率ω得到开关器件控制输出的六相PWM信号。

9.根据权利要求8所述的一种电机同步调制方法控制系统，其特征在于：系统根据定子频率和调制比进行调制方式的判定，如定子频率ω大于某一设定值ω₀，同时调制比a_i大于某一设定值a₀，则系统运行于同步调制模式，否则运行于异步调制模式，异步调制采用空间矢量脉冲宽度调制算法。

10.根据权利要求7所述的一种电机同步调制方法控制系统，其特征在于：所述电机的定子磁链运行轨迹为规则的多边形。

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