CN101330271A - 一种基于空间矢量的闭环同步调制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明一种基于空间矢量的闭环同步调制方法，包括：获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；计算调制比m；计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m；由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列。本发明直接以角度为基准，用一个稳定量代替一个包含谐波和噪声的量，避免了闭环系统中谐波和噪声造成的同步调制性能下降，保证同步调制更准确。

Description

一种基于空间矢量的闭环同步调制方法及系统

技术领域

本发明涉及同步调制领域，特别涉及一种基于空间矢量的闭环同步调制方法及系统。

背景技术

空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM，Space Vector Pulse Width Modulation)是基于电机磁链轨迹跟踪的控制思想，而得到的一种脉冲宽度调制(PWM，Pulse Width Modulation)。对于交流电机，在忽略定子电阻时，电机定子电压空间矢量的积分即为电机定子磁链空间矢量，通过控制作用于电机的电压矢量以及该电压矢量的作用时间，控制电机的磁场轨迹。基于所述SVPWM的同步调制通过控制脉冲序列输出的角度来达到减少电流谐波和转矩脉动的目的。

交流电机进行闭环控制时，由于反馈的电压信号、电流信号和转速信号中包含谐波和噪声，因此计算得到的参考电压也包含谐波和噪声。尤其在动态过程中，参考电压的角度波动很大，很难通过比较参考电压角度的变化量Δθ来控制脉冲序列输出需要的角度，导致同步调制的性能下降，甚至导致整个交流传动系统无法正常工作。参见图1，该图为现有技术闭环控制时参考电压和参考电压角度的波形图。图1中的图A是参考电压的波形，图B是图A参考电压对应的角度波形。从图1中可以看出，所述参考电压和参考电压的角度都存在严重的谐波和噪声，通过比较参考电压的角度来控制脉冲序列输出需要的角度会造成误差，导致同步调制性能下降。

参见图2，该图为现有技术闭环控制的同步调制系统。现有技术闭环控制的同步调制系统包括：同步最优脉冲宽度调制器1、电机模型单元2、轨迹控制器3和误差估计单元4。同步最优脉冲宽度调制器1用于产生最优脉冲序列。误差估计单元2用于计算定子磁链矢量的动态调制误差

电机模型单元3用于估计定子磁链轨迹

和基波角频率ω_s。轨迹控制器4用于产生一个脉冲序列的补偿量。现有技术闭环控制的同步调制系统需要先将脉冲序列需要输出的角度除以基波角频率ω_s将角度换算为时间，再利用定时器输出最优脉冲序列。所述最优脉冲序列叠加所述轨迹控制器4产生的补偿量得到新的脉冲序列。现有技术闭环控制的同步调制系统计算方法繁琐，需要将脉冲序列需要输出的角度转换为时间，通过定时器来控制所述脉冲序列的输出时间，由于在定时器输出最优脉冲序列的时间段内，基波角频率是不断变化的，而所述时间段不会因为不断变化的基波角频率而做出调整，导致同步调制性能下降，甚至达不到同步调制的目的。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于空间矢量的闭环同步调制方法及系统，减少计算步骤，使同步调制更准确。

本发明提供一种基于空间矢量的闭环同步调制方法，所述方法包括以下步骤：

获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；

计算调制比m；

计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m；

由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；

将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列。

优选地，所述计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m，具体为：由公式 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算参考电压经过的角度Δθ，其中 $N_{\mathrm{th}}=[\mathrm{\θ}/\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)],$ N_th为采样点，θ为参考电压的角度，[]表示舍弃取整，如果本次计算的N_th与上次计算的N_th一样则N_th增加1，N为载波比；由公式 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算参考电压调制的角度θ_m。

优选地，所述由参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度，具体为：

由公式 $\left\{\begin{array}{c}{d}_1=\sqrt{3}m\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ d_2=\sqrt{3}m\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ d_0=1-d_1-d_2\end{array}\right.$ 获得d₁、d₂、d₀，

其中d₁、d₂、d₀为对于所述参考电压经过的角度Δθ的占空比；

由公式 $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\θ}}_1=\mathrm{\Δ\θ}\×d_1\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_2=\mathrm{\Δ\θ}\×d_2\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_0=\mathrm{\Δ\θ}\×d_0\end{array}\right.$ 获得所述脉冲序列输出的角度Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀。

优选地，所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s由公式 ${\mathrm{\Δ\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt}$ 获得，该公式离散化为Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)；

式中T_s为计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长；

Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量；

Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量。

优选地，所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较前还包括：

设定所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

优选地，所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较还包括：

判断基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s是否大于所述参考电压经过的角度Δθ；如果是，则置当前时刻的基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s(k)为0，重新计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s。

本发明还提供一种基于空间矢量的闭环同步调制系统，所述系统包括：

获取单元，用于获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；

第一计算单元，用于计算调制比m；

第二计算单元，用于计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m；

第三计算单元，用于由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；

比较单元，用于将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；

输出单元，用于根据比较结果输出脉冲序列。

优选地，所述第二计算单元，用于计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m具体为：

由公式 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算参考电压经过的角度Δθ，其中 $N_{\mathrm{th}}=[\mathrm{\θ}/\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)],$ N_th为采样点，θ为参考电压的角度，[]表示舍弃取整，如果本次计算的N_th与上次计算的N_th一样则N_th增加1，N为载波比；由公式 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算参考电压调制的角度θ_m。

优选地，所述系统还包括第四计算单元，用于计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s，将计算结果发送至所述比较单元，

第四单元的具体计算公式为：

${\mathrm{\Δ\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt},$ 上述公式离散化为Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)；

式中T_s为计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长；

Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量；

Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量。

优选地，所述系统还包括与所述第三计算单元相连的设定单元，用于设定所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

优选地，所述系统还包括判断单元，用于判断基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s是否大于所述参考电压经过的角度Δθ；如果是，则置当前时刻的基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s(k)为0，重新计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明通过计算脉冲序列输出的角度，将所述脉冲序列输出的角度与所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s比较，根据比较结果输出所述脉冲序列。本发明直接以角度为基准，不需要将角度转换为时间，减少了计算步骤。由于所述参考电压经过的角度Δθ包含谐波和噪声，所以基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s比所述参考电压经过的角度Δθ稳定，并且两者相对各自起点所经过的角度变化量是一致的，用一个稳定量代替一个包含谐波和噪声的量所述参考电压经过的角度Δθ，避免了闭环系统中谐波和噪声造成的同步调制性能下降，保证同步调制更准确。

附图说明

图1是现有技术闭环控制时参考电压和参考电压角度的波形图；

图2是现有技术闭环控制的同步调制框图；

图3是本发明基于空间矢量的闭环同步调制方法第一实施例流程图；

图4是本发明同步空间矢量调制角度示意图；

图5是本发明脉冲序列与脉冲序列输出的角度的关系图；

图6是本发明参考电压经过的角度与转子经过的角度的关系图；

图7是本发明基波角频率随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与脉冲序列输出的角度比较第一示意图；

图8是本发明基波角频率随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与脉冲序列输出的角度比较第二示意图；

图9是本发明基于空间矢量的闭环同步调制方法第二实施例流程图；

图10是本发明基于空间矢量的闭环同步调制系统第一实施例结构图；

图11是本发明基于空间矢量的闭环同步调制系统第二实施例结构图；

图12是本发明基于间接磁场定向控制的同步空间矢量闭环同步调制框图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

下面结合图3详细说明本发明所述基于空间矢量的闭环同步调制方法第一实施例。

参见图3，该图为本发明所述基于空间矢量的闭环同步调制方法第一实施例流程图。

所述基于空间矢量的闭环同步调制方法第一实施例包括以下步骤：

S301：获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s。

S302：计算调制比m。所述调制比m由公式 $m={\stackrel{\→}{V}}_s/V_{\mathrm{dc}}$ 获得，其中V_dc为直流侧电压，

为所述参考电压。

S303：计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m。

S304：由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度。

S305：将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列。

本发明通过计算脉冲序列输出的角度，将所述脉冲序列输出的角度与所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s比较，根据比较结果输出所述脉冲序列，不需要将角度转换为时间，减少了计算步骤；由于所述参考电压经过的角度Δθ包含谐波和噪声，所以基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s比所述参考电压经过的角度Δθ稳定，并且两者相对各自起点所经过的角度变化量是一致的，用一个稳定量代替一个包含谐波和噪声的量，避免了闭环系统中谐波和噪声造成的同步调制性能下降，保证同步调制更准确。

下面结合图4详细说明怎样计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m。

参见图4，本发明同步空间矢量调制角度示意图。

所述修正参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m，具体为：参考电压经过的角度Δθ由公式(1)计算

$\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}---\left(1\right)$

参考电压经过的角度Δθ，其中 $N_{\mathrm{th}}=[\mathrm{\θ}/\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)],$ N_th为采样点，θ为参考电压的角度，[]表示舍弃取整，如果本次计算的N_th与上次计算的N_th一样则N_th增加1；N为载波比，由基波角频率ω_s查表1获得载波比N，其中角频率ω_s与频率f的关系为ω_s＝2πf。由基波角频率ω_s计算出频率f，查表1获得频率f对应的载波比N。

表1

参考电压调制的角度θ_m由公式(2)计算

${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}---\left(2\right)$

下面介绍如何由所述参考电压

经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度。

虽然所述参考电压

的角速度是不断变化的，但可以设所述参考电压

经过角度Δθ的平均速度是ω_av，由公式(3)可得经过Δθ的时间T，将公式(3)代入公式(4)可得公式(5)。

$T=\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1=\sqrt{3}\mathrm{mT}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ T_2=\sqrt{3}\mathrm{mT}\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ T_0=T-T_1-T_2\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{\Δ\θ}}_1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}=\sqrt{3}m\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ \frac{{\mathrm{\Δ\θ}}_2}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}=\sqrt{3}m\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ \frac{{\mathrm{\Δ\θ}}_0}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}=\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}-\frac{{\mathrm{\Δ\θ}}_1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}-\frac{{\mathrm{\Δ\θ}}_2}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{av}}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

公式(5)中的Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀为所述脉冲序列输出的角度。化简公式(5)可得公式(6)，公式(6)两边同除以Δθ则得到公式(7)

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\θ}}_1=\sqrt{3}\mathrm{m\Δ\θ}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_2=\sqrt{3}\mathrm{m\Δ\θsim}\left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_0=\mathrm{\Δ\θ}-{\mathrm{\Δ\θ}}_1-{\mathrm{\Δ\θ}}_2\end{array}\right.---\left(6\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=\sqrt{3}m\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ d_2=\sqrt{3}m\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ d_0=1-d_1-d_2\end{array}\right.---\left(7\right)$

公式(7)中的d₁、d₂、d₀为对于角度Δθ的占空比，而不是对于时间的占空比，如果希望得到实际输出的角度，将d₁、d₂、d₀分别乘以Δθ即可得到公式(8)，其中Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀为所述所述脉冲序列输出的角度。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\θ}}_1=\mathrm{\Δ\θ}\×d_1\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_2=\mathrm{\Δ\θ}\×d_2\\ {\mathrm{\Δ\θ}}_0=\mathrm{\Δ\θ}\×d_0\end{array}\right.---\left(8\right)$

参见图5，该图为本发明脉冲序列与脉冲序列输出的角度的关系图。

图5中

为所述参考电压，Δθ为所述参考电压经过的角度，其中基本电压矢量

为所述脉冲序列，Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀为脉冲序列

输出的角度。所述脉冲序列输出的角度Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀之和为所述参考电压经过的角度Δθ。

下面介绍如何获得基波角频率ω_s角度θ_s的变化量Δθ_s，设每组脉冲序列的初始时刻都是零，即得初始时刻θ_s的位置θ_s(0)＝0，则得到θ_s(t)相对初始时刻的变化量Δθ_s为

${\mathrm{\Δ\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt}---\left(9\right)$

再将上式离散化，得到

Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)    (10)

公式(10)中，T_s为计算所述基波角频率ω_s角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长，Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s角度θ_s的变化量，Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s角度θ_s的变化量。

下面说明为什么可以用基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s替换参考电压角度变化量Δθ，以一个稳定变化的量替换一个包含谐波和噪声的量，进行角度的比较。

虽然由基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s与参考电压角θ之间存在相位误差，两者经过的角度是不同的，但是根据电机本身的运行特性，两者相对各自起点所经过的角度变化量是一致的，即两者在一段时间内的角度变化量是一致的。

需要说明的是，基波角频率ω_s的获取方式有很多种，本发明实施例所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s代替参考电压经过的角度Δθ，所述基波角频率可以为转子磁链角频率也可以为定子磁链角频率，也可以根据需要为其他角频率。

下面以转子磁链角频率作为基波角频率ω_s为例对整个方法进行说明，并结合图6详细说明用转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r替代所述参考电压经过的角度Δθ的原理。

参见图6，该图为本发明参考电压经过的角度与转子经过的角度的关系图。虽然所述参考电压

和所述转子磁链

之间有一定的相位差，所述参考电压

的角度θ与所述转子磁链

角θ_r不同，但是由于电机本身的运行特性，两者相对各自的起点所经过的角度变化量是一致的，即

Δθ_r＝Δθ    (11)

因此所述转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r可以替代所述参考电压经过的角度Δθ。同理，我们还可以采用定子磁链角和定子电流角，也可以根据需要为其他角度变化量。

下面详细介绍如何实现脉冲序列的输出，将所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较，根据比较的结果输出相应的脉冲序列。

参见图7，该图为本发明基波角频率随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与脉冲序列输出的角度比较第一示意图。

由图7所示，随着基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s的增加，经比较可得，当Δθ_s小于Δθ₁时，输出基本电压矢量

当Δθ_s大于Δθ₁并且小于Δθ₁+Δθ₂时，输出基本电压矢量

当Δθ_s大于Δθ₁+Δθ₂并且小于Δθ₀+Δθ₁+Δθ₂时，输出基本电压矢量

本发明基于空间矢量的闭环同步调制可以根据实际需要，调整所述脉冲序列输出角度的比较次序和比较数值，达到对基本电压矢量输出次序和方式的控制。

下面结合图8详细说明如何通过改变所述脉冲序列输出角度的比较次序来控制基本电压矢量输出次序。

参见图8，该图为本发明基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与脉冲序列输出的角度比较第二示意图。

首先，基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度Δθ₂比较，根据比较结果输出基本电压矢量

当然基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s也可以先与1/2*Δθ₂比较，输出基本电压矢量

然后再与1/2*Δθ₂+Δθ₁比较，输出基本电压矢量接着与1/2*Δθ₂+Δθ₁+Δθ₀比较，输出基本电压矢量

最后与Δθ₂+Δθ₁+Δθ₀比较，输出基本电压矢量

下面结合图9详细说明本发明基于空间矢量的闭环同步调制的具体实现方法。

参见图9，该图为本发明基于空间矢量的闭环同步调制方法第二实施例流程图。本实施例是以间接磁场定向控制为例来说明本发明基于空间矢量的闭环同步调制方法的实现，当然可以以其他控制方式来实现本发明。

本发明基于空间矢量的闭环同步调制方法第二实施例包括以下步骤：

S901：将定时值T_s送入定时器0，并启动定时器。

S902：判断是否达到定时值T_s，如果是则执行S903，反之等待。

S903：采样电流i_a、i_b和转速ω和直流侧电压V_dc。

S904：由所述电流i_a、i_b和转速ω获得同步旋转坐标系下定子电流i_d、i_q和基波角频率ω_s。

S905：由给定的转子磁链ψ_r ^*、电磁转矩T_e ^*及上述获得的同步旋转坐标系下定子电流i_d、i_q获得参考电压。

S906：判断转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r是否大于参考电压矢量经过的角度Δθ。如果是，执行步骤S907，否则执行步骤S912。

S907：置当前时刻的转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r(k)为0。

S908：由所述参考电压和直流侧电压获得调制比m。

S909：由 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算所述参考电压经过的角度Δθ；由 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算所述参考电压调制的角度θ_m。

S910：由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度。

S911：设定所述转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

S912：计算所述转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r。

S913：将转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r与所述脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列。

对于上述基于空间矢量的同步调制方法，本发明还提供了基于空间矢量的闭环同步调制的系统，下面结合具体实施例来详细说明其组成部分。

参见图10，该图为本发明基于空间矢量的闭环同步调制系统第一实施例结构图。

获取单元1001，获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；

第一计算单元1002，计算调制比m；

第二计算单元1003，计算所述参考电压经过的角度Δθ和所述参考电压调制的角度θ_m，N_th表示第几次采样；

第三计算单元1004，由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；

比较单元1005，将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；

输出单元1006，根据比较结果输出脉冲序列。

本发明通过用一个稳定变化量代替一个包含谐波和噪声的变化量，避免了闭环系统中谐波和噪声造成的同步调制性能下降。由于电流i_a、i_b和转速ω是实时采集的，计算Δθ_s时，采用积分算法，再通过控制Δθ_s的计算时间，即步长T_s，T_s越短，计算结果越精确，这样将基波角频率ω_s的变化也考虑了进来，同步调制的角度能够更准确。

参见图11，该图为本发明基于空间矢量的闭环同步调制系统第二实施例结构图。

本发明基于空间矢量的闭环同步调制系统第二实施例与第一实施例的区别：增加了设定单元1107、判断单元1108、第四计算单元1109。

设定单元1107设定所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

判断单元1108判断所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s是否大于所述参考电压矢量经过的角度Δθ；如果是，则置当前时刻的基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s(k)为0，重新计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s。

第四计算单元1109计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s，将计算结果发送至所述比较单元1005。

第四计算单元1109的具体计算公式为： ${\mathrm{\Δ\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt},$ 上述公式离散化为Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)；

式中，T_s为计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长；

Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量；

Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量。

需要说明的是，基波角频率ω_s的获取方式有很多种，本发明实施例所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s代替参考电压经过的角度Δθ，所述基波角频率可以为转子磁链角频率也可以为定子磁链角频率，也可以根据需要为其他角频率。

下面以转子磁链角频率作为基波角频率ω_s为例对整个方法进行说明。为了使本领域技术人员更充分实施本发明，下面结合本发明的实际应用来详细说明本发明基于空间矢量的闭环同步调制的实现。

参见图12，该图为本发明基于间接磁场定向控制的同步空间矢量闭环同步调制框图。

本发明所述基于间接磁场定向控制的同步空间矢量闭环同步调制系统包括电流模型1201、间接磁场定向控制器1202、闭环同步调制器1203、逆变器1204和电机1205。

所述电流模型1201采集所述电机1205的两相电流i_a、i_b和转速ω，并生成基波角频率ω_s和所述同步旋转坐标系下定子电流i_d、i_q。

所述间接磁场定向控制器1202由给定的转子磁链ψ_r ^*和电磁转矩T_e ^*生成所述参考电压

所述闭环同步调制器1203由间接磁场定向控制器1202获得的所述参考电压和采样的直流侧电压V_dc计算调制比m；由所述基波角频率ω_s获得载波比N；由 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算所述参考电压经过的角度Δθ；由 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算所述参考电压调制的角度θ_m。由参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；将转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r与脉冲序列输出的角度比较；根据比较单元的比较结果输出脉冲序列。

逆变器1204由所述脉冲序列将所述直流侧母线电压V_dc逆变为与参考电压

一致的输出电压，输出给所述电机1205，从而控制所述电机1205实现同步调制。

本发明基于间接磁场定向控制的同步空间矢量闭环同步调制的核心为所述闭环同步调制器1203，将转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r与脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列，不需要将角度转换为时间，减少了计算步骤。由于转子磁链角θ_r的变化量Δθ_r比所述参考电压经过的角度Δθ稳定，并且两者相对各自起点所经过的角度变化量是一致的，所以用一个稳定量代替一个包含谐波和噪声的量，避免了闭环系统中谐波和噪声造成的同步调制性能下降。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (11)

1、一种基于空间矢量的闭环同步调制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；

计算调制比m；

计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m；

由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；

将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；根据比较结果输出脉冲序列。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m，具体为：由公式 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算参考电压经过的角度Δθ，其中 $N_{\mathrm{th}}=[\mathrm{\θ}/\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)],$ N_th为采样点，θ为参考电压的角度，[]表示舍弃取整，如果本次计算的N_th与上次计算的N_th一样则N_th增加1，N为载波比；由公式 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算参考电压调制的角度θ_m。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述由参考电压经过的角度θ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度，具体为：

由公式 $\left\{\begin{array}{c}{d}_1=\sqrt{3}m\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}_m)\\ d_2=\sqrt{3}m\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)\\ d_0=1-d_1-d_2\end{array}\right.$ 获得d₁、d₂、d₀，

其中d₁、d₂、d₀为对于所述参考电压经过的角度Δθ的占空比；

由公式 $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_1=\mathrm{\Δ\θ}\×d_1\\ \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_2=\mathrm{\Δ\θ}\×d_2\\ \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_0=\mathrm{\Δ\θ}\×d_0\end{array}\right.$ 获得所述脉冲序列输出的角度Δθ₁、Δθ₂、Δθ₀。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s由公式 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt}$ 获得，该公式离散化为Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)；

式中T_s为计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长；

Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量；

Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较前还包括：

设定所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较还包括：

判断基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s是否大于所述参考电压经过的角度Δθ；如果是，则置当前时刻的基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s(k)为0，重新计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s。

7、一种基于空间矢量的闭环同步调制系统，其特征在于，所述系统包括：

获取单元，用于获取参考电压、直流侧电压V_dc、基波角频率ω_s；

第一计算单元，用于计算调制比m；

第二计算单元，用于计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m；

第三计算单元，用于由所述参考电压经过的角度Δθ、调制的角度θ_m和调制比m计算脉冲序列输出的角度；

比较单元，用于将基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s与所述脉冲序列输出的角度比较；

输出单元，用于根据比较结果输出脉冲序列。

8、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述第二计算单元，用于计算参考电压经过的角度Δθ和参考电压调制的角度θ_m具体为：

由公式 $\mathrm{\Δ\θ}=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\mathrm{\θ}$ 计算参考电压经过的角度Δθ，其中 $N_{\mathrm{th}}=[\mathrm{\θ}/\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)],$ N_th为采样点，θ为参考电压的角度，[]表示舍弃取整，如果本次计算的N_th与上次计算的N_th一样则N_th增加1，N为载波比；由公式 ${\mathrm{\θ}}_m=(N_{\mathrm{th}}+1)\×\frac{2\mathrm{\π}}{N}-\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{2}$ 计算参考电压调制的角度θ_m。

9、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述系统还包括第四计算单元，用于计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s，将计算结果发送至所述比较单元，

第四单元的具体计算公式为：

${\mathrm{\Δ\θ}}_s={\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_s\left(0\right)={\∫}_0^t{\mathrm{\ω}}_s\mathrm{dt},$ 上述公式离散化为Δθ_s(k)＝T_sω_s+Δθ_s(k-1)；

式中T_s为计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s时的步长；

Δθ_s(k)表示当前时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量；

Δθ_s(k-1)表示上一时刻的所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量。

10、根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述系统还包括与所述第三计算单元相连的设定单元，用于设定所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量与所述脉冲序列输出的角度的比较次序和比较数值。

11、根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述系统还包括判断单元，用于判断基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s是否大于所述参考电压经过的角度Δθ；如果是，则置当前时刻的基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s(k)为0，重新计算所述基波角频率ω_s随时间积分的角度θ_s的变化量Δθ_s。

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