CN105245159A - 基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，包括以下主要步骤：该电机经过坐标变换得到两相静止坐标系下的电流和电压分量；经PI调节器得到给定转矩(或通过本发明提出的初始定位方法后直接给定转矩)；利用改进的“电压法”估测磁链，由零序电压谐波注入式脉宽调制模块得到电压调制比，发出五相PWM波，对电机的转矩和磁链实现更加准确、平滑的控制。相比于传统DTC，可在保持动态响应性能不变的条件下，有效减小电机的转矩和磁链脉动，并大幅降低相电流的三次谐波含量；相比于采用SVPWM技术的SVM-DTC，无需进行扇区判断和电压矢量夹角的三角函数运算，计算过程得到很大程度的简化，同时消除了计算三角函数而带来的计算误差。

Description

基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法

技术领域

本发明涉及五相永磁电机控制技术，具体是一种用于五相永磁容错电机的零序电压谐波注入式脉宽调制的(无位置传感器)直接转矩控制(ZVI-CPWMDTC)方法，适用于永磁无刷电机高性能伺服控制领域。

背景技术

直接转矩控制(DTC)是继矢量控制之后发展起来的新一代高性能控制策略，具有动态响应好、结构简单、鲁棒性强以及无需转子信息和旋转坐标变换等优点，因而得到了广泛的关注，并取得了一定的成果。

传统DTC中，采用转矩和磁链的滞环控制器，通过预先制定的离线开关表进行控制，但是存在转矩和磁链脉动较大、逆变器开关频率不恒定等问题，尤其在用于驱动五相永磁电机时，相电流含有较高的三次谐波，电流畸变率过大。针对上述传统DTC存在的弊端，国内外学者已经做过大量研究并采取了一些措施。

Martins和Roboam等人于2002年在论文《SwitchingfrequencyimpositionandripplereductioninDTCdrivesbyusingamultilevelconverter》中引入多电平逆变器来增加可选电压空间矢量的数目，以期获得转矩和磁链的精确控制，从而达到减小转矩脉动的目的，但此方法导致开关器件数量增加，使得系统硬件成本上升，且增加了系统复杂性。Mathapati和Bocker于2013年在论文《AnalyticalandofflineapproachtoselectoptimalhysteresisbandsofDTCforPMSM》中通过离线分析三相电机相电流最小的谐波畸变，以此制定最优的滞环环宽以达到逆变器开关频率恒定的效果，但该方法只是近似达到开关频率恒定的效果，并不是真正意义上基于开关频率恒定的DTC，此外，五相永磁电机的空间谐波含量很高，因而该方法在此并不适用。

以上方法都属于离线控制策略，无法根据实际情况的变化发出最合适的控制信号，于飞和张晓峰等人于2008年在论文《ThedirecttorquecontrolofmultiphasepermanentmagnetsynchronousmotorbasedonlowharmonicspacevectorPWM》中提出一种利用空间电压矢量调制技术(SVPWM)的直接转矩控制(SVM-DTC)策略，用来获得更多连续变化的电压空间矢量，实现对磁链、转矩更准确的控制。虽然SVM-DTC可保证逆变器开关频率的恒定，也降低了转矩和磁链的脉动以及相电流的三次谐波含量，但是目前SVM-DTC的实现，都采用矢量控制中SVPWM技术进行发波，也导致一些弊端的存在。一方面，由于每一次发波都要进行扇区的判断和矢量作用时间的计算，因此在数字控制器中实现起来比较繁琐且耗费控制器资源，这与DTC运算方便和简洁的初衷是相悖的；另一方面，由于要进行电压矢量夹角的三角函数计算和无理数的运算，会因为三角函数的运算而带来计算误差。

刘国海和谢莹等人于2015年在论文《基于载波的五相永磁容错电机SVPWM算法》中针对五相永磁电机提出了一种等效的SVPWM算法——零序电压谐波注入式脉宽调制(ZVI-CPWM)策略，为设计多相电机的等效空间矢量调制的直接转矩控制系统提供了参考。

同时，无位置传感器控制技术也是电机控制领域的研究热点，针对永磁同步电机的无位置传感器控制方法通常有：模型参考自适应、滑模观测器、高频注入法、基于电机反电势的估算法、扩展卡尔曼滤波器等方法。以上方法都需要额外的控制算法进行转速或者转子位置角的估测，使得数字控制器中无位置传感器的实现更为复杂。而直接转矩控制系统，本身就是一种天然的无位置传感器算法，将其运用在异步电机中可直接实现无位置传感器的运行，但是在永磁同步电机驱动系统中，启动前必须知道电机的初始位置，单纯利用直接转矩控制还无法实现永磁同步电机的无位置运行，所以急需一种简易的适合于永磁同步电机直接转矩控制系统下的无位置传感器运行策略。

发明内容

本发明的目的是提供一种适用于五相永磁容错电机(FT-PMM)且更加简易的等效空间矢量调制的(无位置传感器)直接转矩控制策略，用以解决五相永磁容错电机系统中采用传统DTC存在的转矩和磁链脉动较大、相电流三次谐波含量较高，采用SVPWM技术的SVM-DTC推导及实现起来较为复杂，以及目前无位置传感器技术实现较为复杂的问题。

本发明的技术方案是在普通空间矢量调制的直接转矩控制系统的基础上，通过引入零序电压谐波注入式脉宽调制策略，取代传统SVM-DTC中的SVPWM发波技术，同时选择合适的磁链估算方法，根据多次实验结果，得出一种简易的适合于永磁同步电机直接转矩控制系统的无位置传感器运行策略。本发明可在无位置传感器运行方式中，保持良好动态响应性能不变的条件下，有效减小直接转矩控制系统中电机的转矩和磁链脉动、大幅降低相电流的三次谐波含量、无需进行扇区的判断以及矢量作用时间的计算、避免因为计算三角函数而带来的计算误差。

本发明采用的技术方案有以下步骤：

第一步，五相定子电流i_a、i_b、i_c、i_d及i_e由电流霍尔传感器采集后，经Clark坐标变换后得到两相静止坐标系下的电流分量i_α和i_β；由电压采样单元得到的母线电压U_dc和逆变器的开关状态S_a、S_b、S_c、S_d、S_e，分别计算得到五相定子相电压u_A、u_B、u_C、u_D、u_E并经Clark变换后得到两相静止坐标系下的u_α和u_β。

第二步，利用光电编码盘获得五相永磁容错电机的转子位置角θ_r，并由此计算出电机的实时转速ω_m，与给定转速ω_m ^*做差经过PI调节器得到给定转矩T_e ^*(或者去掉转速PI环节，通过通入(1，0，0，0，0)的电压矢量，且各相占空比设为0.65来实现永磁容错电机的可靠初始定位，然后直接给定转矩指令T_e ^*)。

第三步，通过第一步得到的i_α和i_β以及u_α和u_β，利用改进的“电压法”(带幅值限制的改进型积分器)估测磁链，具体表达式如式4所示。

式中，和表示经带幅值限制的改进型积分器观测出的第k次的定子磁链分量；R_s表示定子电阻；z_α和z_β为经过幅值限制环节后的磁链分量幅值。

在两相静止坐标系下，根据公式计算出本次实时估测的电磁转矩转矩T_e。

第四步，将PI调节后得到的给定转矩T_e ^*，与估测转矩T_e做差得到ΔT_e，由转矩和转矩角的关系可知，ΔT_e经PI调节器得到转矩角的变化量Δδ。磁链观测器得到的磁链观测值ψ_s和定子磁链角度θ_s以及Δδ，由参考磁链误差计算(RFEC)模块，具体表达式如式9所示，

式中ψ_s ^*是给定磁链，ψ_s是估测的定子磁链，Δδ是给定磁链与本次估测的定子磁链之间的变化角度。

以及空间电压估算模块计算出空间电压矢量在α轴和β轴的分量，具体表达式如式10所示

第五步，将电压估算模块得到的U_sα和U_sβ，由零序电压谐波注入式脉宽调制模块处理后，得到如式21所示的电压调制比(即电机控制中的占空比)，发出五相PWM波，对电机的转矩和磁链实现更加准确、平滑的控制。

式中：u_i＝[u_Au_Bu_Cu_Du_E]^T，c₀＝-(max(u_i)+min(u_i))/2，u_i ^*为注入零序电压谐波之后的电压调制比；电机控制时所需的各相占空比为：

式中：T_s为载波周期，T_i+ ^*为注入零序电压谐波之后的占空比。

本发明具有以下有益效果：

1.采用ZVI-CPWM技术，在保持直接转矩控制系统良好动态响应性能不变的前提下，减小了转矩和磁链的脉动，保证了逆变器开关频率的恒定；同时，由于三维空间合成电压矢量为零，三维空间磁链受到控制，从而有效抑制了五相永磁容错电机中相电流的三次谐波含量。

2.在五相永磁容错电机等效空间矢量调制的直接转矩控制系统中，由于利用ZVI-CPWM策略取代传统SVM-DTC系统中的SVPWM技术，所以在PWM发波时，无需进行电压矢量夹角的三角函数和无理数的运算，计算过程得到很大程度的简化，同时消除了由于计算三角函数而带来的计算误差。也正是由于计算过程的简化以及其计算原理的普适性，所以ZVI-CPWM策略相比于SVPWM技术，更加适合应用于多相(相数＞3)电机的等效空间矢量调制策略的直接转矩控制系统。

3.采用“电压法”估测磁链，无需“电流法”估测磁链中的转子位置角信息，因而在整个控制系统中，去掉转速PI环节，保留转矩环和磁链环，只需要在起始阶段通入特定的电压矢量和占空比，实现容错型永磁同步电机的可靠定位后，通过直接给定转矩和磁链指令，就可实现直接转矩控制下的高性能无位置传感器运行。

4.本发明同样适用于普通非容错结构的五相永磁无刷电机。

附图说明

图1为本发明的五相永磁容错电机直接转矩控制系统原理框图；

图2为无位置传感器的传统直接转矩控制系统框图；

图3为本发明的无位置传感器直接转矩控制系统框图；

图4为带幅值限制的改进型积分器示意图；

图5为磁链矢量关系示意图；

图6为参考磁链误差计算模块示意图；

图7为载波、调制波与PWM波之间的关系示意图；

图8为传统直接转矩控制系统的转矩、磁链和电流的稳态波形；

图9为本发明的直接转矩控制系统的转矩、磁链和电流的稳态实验波形；

图10为两种直接转矩控制策略下的磁链轨迹波形图；其中，图10(a)为传统直接转矩控制，

图10(b)为本发明的基于ZVI-CPWM策略的直接转矩控制；

图11为两种直接转矩控制策略的相电流谐波分析对比图；

图12为传统直接转矩控制系统的转矩动态响应实验波形；

图13为本发明的直接转矩控制系统的转矩动态响应实验波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

本发明是基于ZVI-CPWM策略的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，具体原理框图如图1所示。给定转速ω_m ^*与实际转速ω_m之差经PI调节器得到给定转矩T_e ^*，与估测转矩T_e做差得到ΔT_e，由转矩和转矩角的关系可知，ΔT_e经PI调节器得到转矩角的变化量Δδ。磁链观测器得到的磁链观测值ψ_s和定子磁链角度θ_s以及Δδ，通过参考磁链误差计算模块(RFEC)以及空间电压估算模块，计算产生空间电压矢量在静止坐标系的分量U_sα和U_sβ，最后由ZVI-CPWM模块，发出五相PWM波对电机的转矩和磁链实现更加准确、平滑的控制。

具体实施方案包括以下步骤：

1.五相定子电流i_a、i_b、i_c、i_d及i_e由电流霍尔传感器采集后，经Clark坐标变换后得到两相静止坐标系下的电流分量i_α和i_β的表达式为

由电压采样单元得到的母线电压U_dc和逆变器的开关状态S_a、S_b、S_c、S_d、S_e，分别计算得到五相定子相电压u_A、u_B、u_C、u_D、u_E并经Clark变换后得到两相静止坐标系下的u_α和u_β的表达式为

2.利用光电编码盘获得五相永磁容错电机的转子位置角θ_r，并由此计算出电机的实时转速ω_m(见式3)，与给定转速ω_m ^*做差之后经过PI调节器得到给定转矩T_e ^*。

或者采用如图3所示的无位置传感器运行方式：

去掉图1中控制框图的转速外环，利用一种简易的定位策略定位永磁同步容错电机的初始位置，具体实现为：

1)永磁同步电机的启动必须知道初始位置信息，采用直接转矩控制策略，由于其采用定子磁场定向技术，所以必须知道定子磁场的初始位置；

2)本文通过通入(1，0，0，0，0)的电压矢量，且各相占空比设为0.65，来实现将定子磁场定向为与A相(α轴)重合的位置。这里需要说明的是，本发明未采用(1，1，0，0，1)的电压大矢量和(1，0，0，0，1)的电压小矢量，而是采用了(1，0，0，0，0)的电压中矢量。因为如果采用(1，1，0，0，1)的电压大矢量，由于初始定位时的转速非常低，定子相电压几乎全部加在定子电阻上，如果采用电压大矢量定位，在定位过程中会出现过流报错或定位结束后出现过流报错的情况；而采用(1，0，0，0，1)的电压小矢量定位，若电机所处的静止位置距离定位位置较远，实验中有时会出现无法定位的情况。针对以上情况，本发明采用通入(1，0，0，0，0)的电压中矢量进行初始定位。同时，为了进一步加强电机初始定位的可靠性，以及避免初始启动电压过大时进行定位会发生过流现象，本发明通过多次实验验证，将定位程序中的各相占空比设为0.65，再结合此前的电压中矢量，可保证永磁同步电机实验中硬件电路不报错的情况下实现可靠定位。

3)直接给定转矩指令T_e ^*，作为之后的转矩角PI环节输入之一。

3.通过此前计算出的i_α和i_β以及u_α和u_β，采用改进的“电压法”估测磁链并在两相静止坐标系下计算电磁转矩T_e。

这里没有选用“电流法”估测磁链，是因为“电流法”估测定子磁链时需要获得实时转子位置角，而直接转矩控制相对于变压变频控制以及矢量控制而言，采用定子磁场定向技术以及在运算过程中就可获得定子磁链位置角，因此本身就是一种天然的无位置传感器控制算法。所以，为了易于实现无位置运行的直接转矩控制(即上述步骤2中的无位置传感器运行方式)，本发明采用“电压法”进行磁链的估测。

但普通“电压法”是利用纯积分器对反电势进行积分进行定子磁链观测，会因为积分初值和初始位置的问题出现直流偏置；而采用一阶低通滤波器观测定子磁链，会因为工作点的选择问题造成整个调速范围内性能的不平衡，使得高速与低速性能不能得到很好的统一。针对上述问题，本发明采用如图4所示的带幅值限制的改进型积分器对定子磁链进行观测，观测表达式为

式中，和表示经带幅值限制的改进型积分器观测出的第k次的定子磁链分量；R_s表示定子电阻；z_α和z_β的值满足下列关系

式中，表示第k-1次的定子磁链ψ_s经幅值限制环节后，与第k-1次的定子磁链位置角θ_s经坐标分解后得到的α轴和β轴的分量；L表示定子磁链的限幅值，本发明中L取值为永磁磁链大小。

由第k次的和可以分别求出第k次的定子磁链的幅值|ψ_s|和定子磁链位置角θ_s，具体表达式如式6和式7所示

在两相静止坐标系下，计算五相永磁容错电机的第k次的电磁转矩T_e，具体表达式如下所示

4.利用之前步骤得到的各量，由参考磁链误差计算(RFEC)模块以及空间电压估算模块计算出空间电压矢量在α轴和β轴的分量。

具体实施步骤：将PI调节后得到的给定转矩T_e ^*(或者经无位置策略定位后直接给定转矩指令T_e ^*)，与估测转矩T_e做差得到ΔT_e，由转矩和转矩角的关系可知，ΔT_e经PI调节器得到转矩角的变化量Δδ。

本发明中各磁链矢量之间的关系如图5所示，其中ψ_s ^*是给定磁链，ψ_s是实时估测的定子磁链，Δδ是给定磁链与本次估测的定子磁链之间的变化角度。采用过程如图6所示的参考磁链误差计算模块，得到给定磁链和实时估测的定子磁链二者在α轴和β轴的变化量Δψ_α和Δψ_β，计算公式如下所示

通过磁链和空间电压矢量的关系推出式(10)，由此算出空间电压矢量在α轴和β轴的分量。

5.将电压估算模块得到的U_sα和U_sβ，由零序电压谐波注入式脉宽调制模块处理后，发出五相PWM波，对电机的转矩和磁链实现更加准确、平滑的控制。

本文发明中采用的零序电压谐波注入式脉宽调制模块如下：

基于载波的脉宽调制(CPWM)控制器主要由调制波和载波发生器组成，在一个载波周期T_s内，高、低电平作用时间T_k ⁺、T_k ^-和调制波的幅值u_k(|u_k|≤1)具有以下关系

在五相永磁容错电机驱动系统中，采用正弦波调制时，逆变器输出的各相等效相电压对应的调制波为

式中：u_i＝[u_Au_Bu_Cu_Du_E]^T

同时，在区域内调制波、载波与PWM波之间的关系如图7所示。在两相静止坐标系下，当调制波为正弦波时，按照电机绕组的有效串并联方式，由式(11)、(12)以及图7中各量之间的关系可得到一维和三维空间中定子电压合成矢量为(O为电机绕组中性点)合成矢量为

因此，总的定子电压合成矢量为

当给定同一U_α和U_β，且调制波为正弦波时，基于CPWM控制的五相永磁容错电机，其定子电压合成矢量与五相SVPWM合成的空间电压矢量在一维和三维空间中均一致。

但是上述CPWM算法中的两零电压矢量U₀和U₃₁的作用时间并不相等，所以该算法与五相SVPWM算法不是完全等效的。因此，为保证两种算法控制效果的等效性，需在每个CPWM采样周期内，都保持零电压矢量U₀和U₃₁的作用时间一致，则有

零电压矢量重新分配后，在每个采样周期内，逆变器输出等效电压的高电平作用时间为

根据式(11)和(17)可得此时逆变器输出的各相等效电压所对应的调制波为

当时，由图7可以发现，u_A、u_D分别为调制波中的最大值与最小值。同理，可推出逆变器在区域时各相调制波为

$u_i^{*}=u_i+c_0---\left(19\right)$

式中：c₀＝-(max(u_i)+min(u_i))/2。

因此，可以得到电机控制时所需的各相占空比为：

由于零电压矢量对定子磁链不产生作用，所以在零电压矢量重新分配后，定子磁链无影响。即在五相正弦调制波中注入c₀＝-(max(u_i)+min(u_i))/2的零序电压谐波的载波脉宽调制方法与五相SVPWM方法能获得完全等效的控制效果。同时，ZVI-CPWM策略计算过程更加简单，只需知道空间电压矢量的分量U_α和U_β的数值，进行简单的四则运算就可以得到每一相的占空比，继而对电机进行精确控制。不必判断扇区以及计算每个矢量的作用时间，同时也避免了三角函数和无理数的计算，消除了在控制时由于计算三角函数而带来的误差。所以，本发明将这种简易且更适用于多相电机的ZVI-CPWM策略引入五相永磁容错电机直接转矩控制系统中，取代传统SVM-DTC中使用的SVPWM发波技术。

6.为了说明本发明可在无位置传感器运行方式中，保证良好动态响应性能不变的条件下，有效减小直接转矩控制系统中电机的转矩和磁链脉动，同时能够大幅降低相电流的三次谐波含量，现将其与传统直接转矩控制系统进行实验对比分析。其中，传统DTC系统采用如图2所示的无位置原理框图进行实验，本发明的ZVI-CPWMDTC系统采用如图3所示的无位置原理框图进行实验。。

实验中采用的五相永磁容错电机参数如下：额定功率为3kW；转子磁链为0.034Wb；定子电阻为0.12Ω；极对数为11；交轴电感为3.5mH；直轴电感为2.2mH。传统DTC和ZVI-CPWMDTC的控制周期都取100μs，参考磁链给定为0.034Wb。

图8和图9是传统DTC系统与ZVI-CPWMDTC系统的稳态性能实验波形。两种控制算法在实验中的给定转矩(T_e ^*)都为8.5Nm，传统DTC的转矩和磁链脉动分别为±3Nm和±0.00135Wb，而ZVI-CPWMDTC的转矩和磁链脉动分别为±1Nm和±0.00035Wb。不难得出，ZVI-CPWMDTC相较传统DTC，转矩脉动降低了66.7％，定子磁链脉动降低了74.1％。且由图10中两种控制算法下的磁链轨迹波形可以进一步看出，本发明提出的ZVI-CPWMDTC策略对磁链脉动的抑制作用很显著。

对比图8和图9的电流波形可以看出，对于五相永磁容错电机，传统DTC的相电流谐波含量很高，发生了畸变，而本发明提出的ZVI-CPWMDTC的相电流谐波含量较低，电流正弦度很高。这是因为由ZVI-CPWM策略介绍中的式(14)可以得到，ZVI-CPWM在三维空间中的合成电压矢量为零，三维空间磁链受到控制，从而有效抑制了电流的三次谐波含量。

通过对两种控制方法的相电流进行谐波分析，结果如图11所示，可以发现，传统DTC的总谐波畸变率(THD)为64.89％，三次谐波含量占基波的64.07％，而本发明提出的ZVI-CPWMDTC的总谐波畸变率只有3.8％，三次谐波含量仅占基波的0.97％，与传统DTC相比几乎可以忽略，进一步定量验证了本发明提出的方法对相电流三次谐波含量的抑制作用。因此，ZVI-CPWMDTC策略在有效抑制了转矩和磁链脉动的同时，也大幅降低了相电流的三次谐波含量，提高了电流波形的正弦度。

传统DTC系统与ZVI-CPWMDTC系统的转矩动态响应实验波形如图12和图13所示。当转矩给定由8.5Nm突减为4.5Nm时，二者的响应时间都约为0.8ms；当转矩给定由4.5Nm突增为8.5Nm，传统DTC与ZVI-CPWMDTC的响应时间都约为1.4ms。因此，本发明提出的ZVI-CPWMDTC可以保证良好的转矩动态响应速度。

从以上所述可以得知，采用本发明提出的基于零序电压谐波注入式脉宽调制的(无位置传感器)直接转矩控制策略，相比于传统直接转矩控制而言，可在保持良好动态响应性能不变的条件下，有效减小直接转矩控制系统中电机的转矩和磁链脉动，并大幅降低相电流的三次谐波含量；相比于采用SVPWM技术的SVM-DTC而言，无需进行扇区的判断和电压矢量夹角的三角函数运算，计算过程得到很大程度的简化，同时消除了由于计算三角函数而带来的计算误差。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (5)

1.一种基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，五相定子电流i_a、i_b、i_c、i_d及i_e由电流霍尔传感器采集后，经Clark坐标变换后得到两相静止坐标系下的电流分量i_α和i_β；由电压采样单元得到的母线电压U_dc和逆变器的开关状态S_a、S_b、S_c、S_d、S_e，分别计算得到五相定子相电压U_A、u_B、u_C、u_D、u_E并经Clark变换后得到两相静止坐标系下的u_α和u_β；

第二步，利用光电编码盘获得五相永磁容错电机的转子位置角θ_r，并由此计算出电机的实时转速ω_m，与给定转速ω_m ^*做差经过PI调节器得到给定转矩T_e ^*；或者去掉转速PI环节，通过通入(1，0，0，0，0)的电压矢量，且各相占空比设为0.65来实现永磁容错电机的可靠初始定位，然后直接给定转矩指令T_e ^*；

第三步，通过第一步得到的i_α和i_β以及u_α和u_β，利用改进的“电压法”(带幅值限制的改进型积分器)估测磁链，具体表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\widehat{\mathrm{\ψ}}}_{\mathrm{\α}}=\frac{1}{s+{\mathrm{\ω}}_c}(u_{\mathrm{\α}}-i_{\mathrm{\α}}{R}_s)+\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}{z}_{\mathrm{\α}}\\ {\widehat{\mathrm{\ψ}}}_{\mathrm{\β}}=\frac{1}{s+{\mathrm{\ω}}_c}(u_{\mathrm{\β}}-i_{\mathrm{\β}}{R}_s)+\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}{z}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right.$

式中，和表示经带幅值限制的改进型积分器观测出的第k次的定子磁链分量；R_s表示定子电阻；z_α和z_β为经过幅值限制环节后的磁链分量幅值；

在两相静止坐标系下，根据公式计算出本次实时估测的电磁转矩转矩T_e；

第四步，利用之前步骤得到的各量，由参考磁链误差计算模块以及空间电压估算模块计算出空间电压矢量在α轴和β轴的分量；

第五步，将电压估算模块得到的U_sα和U_sβ，由零序电压谐波注入式脉宽调制模块处理后，发出五相PWM波，对电机的转矩和磁链实现更加准确、平滑的控制。

2.根据权利要求1所述的基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述第三步的z_α和z_β的值满足下列关系：

$z_{\{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}\}}\left\{\begin{array}{ccc}{\widehat{\mathrm{\&psi;}}}_{\{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}\}}& if& {\widehat{\mathrm{\&psi;}}}_{\{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}\}}<L;\\ L& if& {\widehat{\mathrm{\&psi;}}}_{\{\mathrm{\&alpha;},\mathrm{\&beta;}\}}\&GreaterEqual;L;\end{array}\right.$

式中，表示第k-1次的定子磁链ψ_s经幅值限制环节后，与第k-1次的定子磁链位置角θ_s经坐标分解后得到的α轴和β轴的分量；L表示定子磁链的限幅值，本发明中L取值为永磁磁链大小。

3.根据权利要求1所述的基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述第四步的具体过程为：

步骤4.1，将PI调节后得到的给定转矩T_e ^*(或者经无位置策略定位后直接给定转矩指令)，与估测转矩T_e做差得到ΔT_e，由转矩和转矩角的关系可知，ΔT_e经PI调节器得到转矩角的变化量Δδ；

步骤4.2，由磁链观测器得到的磁链观测值ψ_s和定子磁链角度θ_s以及Δδ，采用参考磁链误差计算模块得到给定磁链和实时估测的定子磁链二者在α轴和β轴的变化量Δψ_α和Δψ_β，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}={\mathrm{\&psi;}}_s^{*}cos({\mathrm{\&theta;}}_s+\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&delta;})-{\mathrm{\&psi;}}_{s}cos\left({\mathrm{\&theta;}}_s\right)\\ \mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{\&beta;}}={\mathrm{\&psi;}}_s^{*}sin({\mathrm{\&theta;}}_s+\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&delta;})-{\mathrm{\&psi;}}_s\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_s\right)\end{array}\right.$

式中ψ_s ^*是给定磁链，ψ_s是估测的定子磁链，Δδ是给定磁链与本次估测的定子磁链之间的变化角度；

步骤4.3，通过磁链和空间电压矢量的关系算出空间电压矢量在α轴和β轴的分量：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{s\mathrm{\&alpha;}}={\mathrm{\&Delta;\&psi;}}_{\mathrm{\&alpha;}}/T_s+i_{\mathrm{\&alpha;}}{R}_s\\ U_{s\mathrm{\&beta;}}={\mathrm{\&Delta;\&psi;}}_{\mathrm{\&beta;}}/T_s+i_{\mathrm{\&beta;}}{R}_s\end{array}\right..$

4.根据权利要求1所述的基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述第五步中，零序电压谐波注入式脉宽调制模块控制如下：

步骤5.1，构建基于载波的脉宽调制控制器；

步骤5.2，求取在五相永磁容错电机驱动系统中，采用正弦波调制时，逆变器输出的各相等效相电压对应的调制波；

步骤5.3，在区域内在两相静止坐标系下，当调制波为正弦波时，按照电机绕组的有效串并联方式得到总的定子电压合成矢量为： $U_s=U_s^1+U_s^3=U_{\mathrm{\&alpha;}}+{\mathrm{jU}}_{\mathrm{\&beta;}};$

步骤5.4，当给定同一U_α和U_β，且调制波为正弦波时，基于CPWM控制的五相永磁容错电机，其定子电压合成矢量与五相SVPWM合成的空间电压矢量在一维和三维空间中均一致；

步骤5.5，为保证CPWM算法和五相SVPWM算法控制效果的等效性，在零电压矢量重新分配后，经过对逆变器输出等效电压的高电平作用时间的计算，最终求取逆变器在区域时各相调制波和电机控制时所需的各相占空比。

5.根据权利要求4所述的基于新型脉宽调制的五相永磁容错电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述步骤5.5中，逆变器在区域时各相调制波为：

$u_i^{*}=u_i+c_0$

式中：u_i＝[u_Au_Bu_Cu_Du_E]^T，c₀＝-(max(u_i)+min(u_i))/2，u_i ^*为注入零序电压谐波之后的电压调制比；

电机控制时所需的各相占空比为：

${T_{i+}}^{*}=(1+u_i^{*})T_s/2$

式中：T_s为载波周期，T_i+ ^*为注入零序电压谐波之后的占空比。