CN103997267A - 一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法，其通过对主变换器和补偿变换器进行协同控制，使主变换器承担大部分的有功功率和必要的无功功率；补偿变换器承担大部分的无功功率以及必要的有功功率，使得主变换器的功率因数接近1或达到1。本发明采用直接转矩的控制方法，在弱磁控制过程中，考虑主变换器同时承担部分无功功率以及直流母线电压和电容电压均可能发生变化这一实际情况，在弱磁控制过程中采用主变换器电压反馈的弱磁控制方法，有效的扩展了电机的弱磁工作区，增大了电机的运行范围。

Description

一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法。

背景技术

永磁电机具有功率密度大、运行效率高、结构简单、体积小、重量轻、运行稳定，目前已广泛应用到电力机车、电动汽车、航天、国防等领域。但由于永磁电机采用的是永磁体励磁，存在弱磁升速困难，运行范围较窄，限制了永磁电机在电力牵引中的应用。目前常见的解决方案是改进电机的设计，但是会使电机的运行效率和运行性能不同程度的降低。因此，必须寻找一种既能提高电机的运行性能，又能控制电机系统成本的拓扑结构和控制策略。

开绕组永磁同步电机系统是将传统Y接定子绕组的中性点打开，形成六个出线端，在电机两端分别接两个变换器实现对电机的供电。这种拓扑结构与传统三电平逆变电路相比，减少了功率开关器件数量，具有同等的电压输出能力，具备多电平逆变技术优势和特有的容错能力，保障了系统的安全可靠性。目前这种开绕组拓扑结构的应用主要集中在感应电机上，在永磁同步电机的应用尚少，且多采用两个独立电源对变换器供电，因此限制了双变换器开绕组电机在仅能提供单一有限电源场合的应用。

公开号为CN103281026A的中国发明专利针对电源有限的场合，提出了一种混合变换器开绕组永磁同步电机系统的直接转矩控制方法，所使用的两个变换器分别采用直流电源和大电容供电，其中由电源供电的主变换器仅提供有功功率，进行开绕组电机的驱动控制；由大电容供电的补偿变换器仅提供无功功率，作为主变换器驱动永磁同步电机系统的串联补偿装置，为电机提供功率补偿；通过对主变换器和补偿变换器进行有效的协同控制，可有效提升有限电源条件下的电机控制系统的运行范围和运行性能。

但在该专利的弱磁磁链计算模块中，最大电压的计算仅考虑了主变换器提供全部有功功率、补偿变换器提供全部无功功率的特定情况，且假定直流母线电压和电容电压均恒定。而实际控制中会存在主变换器同时承担部分无功功率的情况，且直流母线电压特别是电容电压均可能发生变化，因此该控制方法实现了对开绕组永磁同步电机的有效控制，但控制效果并非最优。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明公开了一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法，能够在有限电源条件下提高永磁同步电机运行范围以及动态运行性能。

一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法，包括如下步骤：

（1）采集电机的转速ω、三相定子电压、三相定子电流以及电机两侧变换器的直流母线电压；

（2）对三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换，对应得到α-β坐标系下的定子电压分量u_α和u_β以及定子电流分量i_α和i_β，进而确定定子电流矢量幅值I_s以及定子电流矢量与α轴的夹角θ_i；

（3）根据定子电压分量u_α和u_β以及定子电流分量i_α和i_β，计算电机的电磁转矩T_e、定子磁链Ψ_s及其与α轴的夹角δ；

（4）确定电机的参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*；

（5）根据参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*，计算出α-β坐标系下电机的调制电压分量V_α ^*和V_β ^*；

（6）根据调制电压分量V_α ^*和V_β ^*确定电机两侧变换器各自的调制电压分量，进而通过SVPWM(空间矢量脉宽调制)技术生成两组PWM(脉宽调制)信号分别对两侧变换器进行控制。

所述的步骤（2）中根据以下算式确定定子电流矢量幅值I_s以及定子电流矢量与α轴的夹角θ_i：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_s=\sqrt{i_{\mathrm{\α}}^2+i_{\mathrm{\β}}^2}\\ {\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{i_{\mathrm{\β}}}{i_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

所述的步骤（3）中根据以下算式计算电机的电磁转矩T_e、定子磁链Ψ_s及其与α轴的夹角δ：

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}^2+{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}^2}\\ \mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$     $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(u_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(u_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\end{array}\right.$

其中：R为电机的定子相电阻，p为电机的极对数，t为时间。

所述的步骤（4）中确定电机的参考电磁转矩T_e ^*的方法如下：

A1.使预设给定的转速ω^*减去电机转速ω得到转速误差Δω，进而对转速误差Δω进行PI调节得到初始电磁转矩T_e’；

A2.根据以下表达式对初始电磁转矩T_e’进行限幅，以得到参考电磁转矩T_e ^*：

若T_e’≤Temax时，则T_e ^*=T_e’；

若T_e’>T_emax时，则T_e ^*=T_emax；

$T_{e\max }=\frac{3}{2}p{\mathrm{\ψ}}_s\sqrt{I_{s\max }-i_M}$     i_M=I_s ^*cos(θ_i-δ)

其中：I_smax为电机的最大定子电流。

所述的步骤（4）中确定电机的参考定子磁链Ψ_s ^*的方法如下：

B1.使预设给定的转速ω^*减去电机转速ω得到转速误差Δω，进而对转速误差Δω进行PI调节得到初始电磁转矩T_e’；

B2.将初始电磁转矩T_e’的幅值限制于电机在MTPA(最大转矩电流比)运行策略下所能达到的最大电磁转矩以下，进而根据限幅后的初始电磁转矩T_e’通过MTPA查询表查找出对应的初始定子磁链Ψ_s’；

B3.根据以下算式确定电压误差ΔV，对电压误差ΔV进行PI调节得到定子磁链增量ΔΨ_s，进而使初始定子磁链Ψ_s’与定子磁链增量ΔΨ_s相加得到参考定子磁链Ψ_s ^*；

$\mathrm{\ΔV}=\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}-V_{s1}^{*}$     ${V_{s1}}^{*}=\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^{\′2}+{V_{1\mathrm{imag}}}^{\′2}}$

其中：V_dc1为电机主变换器的直流母线电压，V_1imag’和V_1real’分别为上一时刻电机主变换器调制电压的无功轴分量和有功轴分量。

所述的步骤（5）中计算调制电压分量V_α ^*和V_β ^*的方法如下：

C1.使参考电磁转矩T_e ^*减去电磁转矩T_e得到转矩误差ΔT_e，进而对转矩误差ΔT_e进行PI调节得到定子磁链的角度增量Δδ；

C2.使夹角δ与角度增量Δδ相加得到定子磁链与α轴的参考夹角δ^*；

C3.根据以下算式计算α-β坐标系下电机的调制电压分量V_α ^*和V_β ^*；

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{\α}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\cos \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\cos \mathrm{\δ}}{T_s}\\ {V_{\mathrm{\β}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\sin \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\sin \mathrm{\δ}}{T_s}\end{array}\right.$

其中：T_s为采样周期。

所述的步骤（6）中确定电机两侧变换器各自的调制电压分量的具体方法如下：

D1.使直流母线电容的给定电压V_dc2 ^*减去电机补偿变换器的直流母线电压V_dc2得到电压误差ΔV_dc2，进而对电压误差ΔV_dc2进行PI调节得到补偿变换器调制电压的有功轴参考分量V_2real；

D2.根据以下表达式确定电机补偿变换器调制电压的无功轴分量V_2imag ^*和有功轴分量V_2real ^*：

若则V_2imag ^*=V_imag ^*，V_2real ^*=V_2real；

若 $\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}$ 则 ${V_{2\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{\mathrm{imag}}}^{*},$ ${V_{2\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{2\mathrm{real}}}^{*};$

其中：V_imag ^*为电机调制电压的无功轴参考分量且V_imag ^*=V_ssin(θ_v-θ_i)，

$\left\{\begin{array}{c}{V}_s=\sqrt{{V_{\mathrm{\α}}}^{*2}+{V_{\mathrm{\β}}}^{*2}}\\ {\mathrm{\θ}}_v=\arctan \left(\frac{{V_{\mathrm{\β}}}^{*}}{{V_{\mathrm{\α}}}^{*}}\right)\end{array}\right.;$

D3.使电机调制电压的有功轴参考分量V_real ^*与补偿变换器调制电压的有功轴分量V_2real ^*相加得到主变换器调制电压的有功轴参考分量V_1real，使电机调制电压的无功轴参考分量V_imag ^*减去补偿变换器调制电压的无功轴分量V_2imag ^*得到主变换器调制电压的无功轴参考分量V_1imag；其中，V_real ^*=V_scos(θ_v-θ_i)；

D4.根据以下表达式确定电机主变换器调制电压的无功轴分量V_1imag ^*和有功轴分量V_1real ^*：

若则V_1real ^*=V_1real，V_1imag ^*=V_1imag；

若 $\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}},$ 则 ${V_{1\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{real}},$ ${V_{1\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{imag}}.$

本发明通过对主变换器和补偿变换器进行协调控制，使得有功功率和无功功率得到合理分配，主变换器主要承担有功功率部分，补偿变换器主要承担无功功率部分，主变换器的功率因数接近或达到1，提高了系统的输出能力。本发明在电机的弱磁控制过程中，采用了主变换器电压反馈的控制策略，使得弱磁控制过程不受补偿变换器直流母线电压的影响，扩展了永磁同步电机弱磁控制区，增大了运行范围，提高了系统性能。

附图说明

图1为本发明开绕组永磁同步电机系统的结构示意图。

图2为本发明开绕组永磁同步电机系统的控制框图。

图3为本发明转矩和磁链参考量计算模块的具体流程框图。

图4为本发明电压分配模块的具体流程框图。

图5为本发明开绕组永磁同步电机的转速仿真波形图。

图6为本发明开绕组永磁同步电机的转矩仿真波形图。

图7为本发明开绕组永磁同步电机的有功功率仿真波形图。

图8为本发明开绕组永磁同步电机的无功功率仿真波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本实例电机系统由直流电源1、主变换器2、开绕组永磁同步电机3、补偿变换器4、大电容5、定子电压电流传感器6、电容电压传感器8、速度传感器7和控制器28等组成。控制器28通过对主变换器2和补偿变换器4的协同控制实现有功功率和无功功率的分配，达到主变换器2主要承担有功功率，补偿变换器4主要承担无功功率的控制效果。通过对补偿变换器4的控制，改变开绕组永磁同步电机3的阻抗特性以增大弱磁工作区，提高电机的运行范围；采用直接转矩控制策略，提高了电机的瞬态响应速度。

如图2所示，系统的串联补偿直接转矩控制方法，包括如下步骤：

（1）信号采集。

利用定子电压电流传感器6采集开绕组永磁同步电机3的三相定子电压信号u_a，u_b，u_c，三相定子电流信号i_a，i_b，i_c，利用电容电压传感器8采集补偿变换器4的直流母线电压，即大电容5的反馈电压V_dc2，利用速度传感器7得到转子的转速ω_r，利用主变换器的电压传感器9采集主变换器的直流母线电压V_dc1。

（2）信号变换。

将步骤1采集到的三相定子电压信号u_a，u_b，u_c，三相电流信号i_a，i_b，i_c通过电压电流变换模块16得到两相α-β坐标系中α轴电压分量u_α，电流分量i_α；β轴电压分量u_β，电流分量i_β，电流矢量I_S的幅值I_s和电流矢量I_S超前α轴的夹角θ_i。

电压电流变换模块16，其电流根据恒幅值变换，其三相/两相静止坐标变换为以下公式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

电流矢量I_S的幅值I_s和电流矢量I_S超前α轴的夹角θ_i的计算可以由以下公式计算：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_s=\sqrt{i_{\mathrm{\α}}^2+i_{\mathrm{\β}}^2}\\ {\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{i_{\mathrm{\β}}}{i_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

电压根据恒幅值变换，其三相/两相静止坐标变换为以下公式：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]$

（3）计算电磁转矩T_e、定子磁链Ψ_s。

根据电流分量i_α、i_β和电压分量u_α、u_β，通过定子磁链、电磁转矩估计模块18，计算得到开绕组永磁同步电机的定子磁链Ψ_s、定子磁链相对于α轴的夹角δ、电磁转矩T_e。

定子磁链、电磁转矩估计模块18的计算公式为：

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}^2+{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}^2}\\ \mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$       $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(u_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(u_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\end{array}\right.$

其中：R为定子相电阻，p为电机的极对数。

（4）计算参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*。

将给定转速ω^*与转子转速ω相减得Δω，经PI控制器10得到初始电磁转矩T_e’。将初始电磁转矩T_e’、电机定子磁链Ψ_s、定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s、电流矢量相对于α轴的夹角θ_i，通过电磁转矩与定子磁链参考量计算模块11，计算出参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*。

电磁转矩与定子磁链参考量计算模块11如图3所示，步骤如下：

a.计算M轴电流分量i_M。

将电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i，反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ通过M轴电流计算模块20，根据以下公式计算出电流矢量I_s在定子磁链方向上的投影i_M。

i_M=I_scos(θ_i-δ)

b.计算参考电磁转矩T_e ^*。

利用电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M和定子磁链Ψ_s根据以下公式计算参考电磁转矩限幅模块21的限幅值T_emax，以保证电机定子电流维持在最大值I_smax；然后电磁转矩的初始值T_e’再经过限幅后，得到电磁转矩的参考量T_e ^*。

$T_{e\max }=\frac{3}{2}p{\mathrm{\ψ}}_s\sqrt{I_{s\max }-i_M}$

当T_e’≤T_emax时，T_e ^*=T_e’

当T_e’>T_emax时，T_e ^*=T_emax’

其中，I_smax为电机最大定子电流。

c.计算获得定子磁链的参考量Ψ_s ^*。

将电磁转矩的初始值T_e，通过转矩限幅器22，将转矩限制在最大转矩（最大转矩值为MTPA控制策略下，电机所能达到的最大转矩）之内，将经过转矩限幅器22限幅得到的转矩值，通入到MTPA查询表23查出对应转矩的定子磁链Ψ_s’。MTPA查询表23是一张根据MTPA算法得到的磁链转矩对应表格，可根据电磁转矩查表得出对应的定子磁链，以获得单位电流下输出最大转矩的特性。

将上一时刻电机主变换器调制电压的无功轴分量和有功轴分量V_1imag’和V_1real’通过电压计算模块24，得到主变换器调制电压矢量幅值V_s1 ^*，将主变换器2的直流母线电压V_dc1的倍与主变换器2的调制电压矢量幅值V_s1 ^*相减得到的电压误差ΔV经PI控制器25得到ΔΨ_s。ΔΨ_s与所述的定子磁链Ψ_s’相加即为定子磁链的参考量Ψ_s ^*。

其中主变换器2的电压计算模块24的计算公式如下所示：

${V_{s1}}^{*}=\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^{\′2}+{V_{1\mathrm{imag}}}^{\′2}}$

其中：V_1imag’和V_1real’分别为上一时刻电机主变换器调制电压的无功轴分量和有功轴分量。

（5）生成调制电压矢量V_s并将调制电压矢量V_s分解为有功电压分量V_real ^*和无功电压分量V_imag ^*。

将参考电磁转矩T_e ^*与电机的电磁转矩T_e的差经过PI控制器12，得到定子磁链的角度增量Δδ。

将定子磁链的角度增量Δδ、参考定子磁链Ψ_s ^*、电机的定子磁链Ψ_s、电机的定子磁链相对于α轴的夹角δ以及电流矢量相对于α轴的夹角θ_i通过参考电压计算模块13，计算出调制电压矢量V_s在α轴和β轴方向上的分量V_α ^*、V_β ^*，并将定电压矢量V_s分解为有功电压分量V_real ^*和无功电压分量V_imag ^*，其计算步骤如下：

a.将定子磁链的角度增量Δδ与电机的定子磁链相对于α轴的夹角δ相加，得到电机参考定子磁链相对于α轴的夹角δ^*。

b.根据参考定子磁链Ψ_s ^*、参考定子磁链相对于α轴的夹角δ^*与电机定子磁链Ψ_s、定子磁链与α轴的夹角δ，根据以下公式计算出电机的调制电压矢量V_s在α轴、β轴上的分量V_α ^*、V_β ^*。

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{\α}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\cos \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\cos \mathrm{\δ}}{T_s}\\ {V_{\mathrm{\β}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\sin \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\sin \mathrm{\δ}}{T_s}\end{array}\right.$

其中：T_s为系统的采样周期。

再根据下式计算出调制电压矢量幅值V_s和电压矢量相对于α轴的夹角θ_v。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_s=\sqrt{{V_{\mathrm{\α}}}^{*2}+{V_{\mathrm{\β}}}^{*2}}\\ {\mathrm{\θ}}_v=\arctan \left(\frac{{V_{\mathrm{\β}}}^{*}}{{V_{\mathrm{\α}}}^{*}}\right)\end{array}\right.$

c.计算有功电压分量V_real ^*和无功电压分量V_imag ^*。

将调制电压矢量V_s分解为垂直于电流矢量的分量V_imag ^*和平行于电流矢量的分量V_real ^*计算公式如下：

V_real ^*=V_scos(θ_v-θ_i）

V_imag ^*=V_ssin(θ_v-θ_i)

（6）计算主变换器2和补偿变换器4的调制电压分量。

电压分配模块14的分配流程如图4所示：

a.将大电容5的给定电压V_dc2 ^*和大电容5的实际采样电压V_dc2之差经PI控制器19得到补偿变换器的参考有功电压分量V_2real。

b.使无功电压分量V_imag ^*和补偿变换器4的参考有功电压调制分量V_2real经过控制器9的补偿变换器过调制处理器26的过调制处理，将电压矢量的幅值限制在大电容5电压的倍，即得到补偿变换器的有功电压调制分量V_2real ^*和补偿变换器的无功电压调制分量V_2imag ^*。

过调制处理器26的计算公式如下：

若则V_2imag ^*=V_imag ^*，V_2real ^*=V_2real；

若 $\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}},$ 则 ${V_{2\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{\mathrm{imag}}}^{*},$ ${V_{2\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{2\mathrm{real}}}^{*}.$

c.将有功电压分量V_real ^*与补偿变换器的有功电压调制分量V_2real ^*相加，得到主变换器的有功电压参考分量V_1real。将无功电压分量V_imag*与补偿变换器的无功电压调制分量V_2imag ^*相减，得到主变换器的无功电压参考分量V_1imag。将主变换器的有功电压参考分量V_1real，主变换器的无功电压参考分量V_1imag经过主变换器的过调制处理模块27，将V_1real与V_1imag组成的电压矢量的幅值限制在直流母线电压的倍，即得到主变换器的有功电压调制分量V_1real*和无功电压调制分量V_1imag*。

主变换器的过调制处理模块27的计算公式如下：

若则V_1real ^*=V_1real，V_1imag ^*=V_1imag；

若 $\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}},$ 则 ${V_{1\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{real}},$ ${V_{1\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{imag}}.$

（7）生成开关控制信号。

a.将主变换器2的有功电压调制分量V_1real ^*、主变换器2的无功电压调制分量V_1imag ^*、电流矢量I_s超前α轴的夹角θ_i、主变换器2的直流母线电压V_dc1经过主变换器SVPWM模块15生成开关信号，得到主变换器2功率开关器件的开关信号S_a1，S_b1，S_c1。

b.将补偿变换器4的有功电压调制分量V_2real ^*、补偿变换器4的无功电压调制分量V_2imag ^*、电流矢量I_s超前α轴的夹角θ_i、补偿变换器4的直流母线电压即电容5的电压V_dc2经过补偿变换器SVPWM模块17生成开关信号，得到补偿变换器4功率开关器件的开关信号S_a2，S_b2，S_c2。

以下为我们对本实施方式进行测试，所采用的开绕组永磁同步电机的参数如表1所示：

表1

定子电阻Rs	1.35Ω	直流母线电压	311V
				直轴电感Ld	7.76e-3H	电压限幅	150V
交轴电感Lq	17e-3H	电容值	100uF
				永磁磁链	0.1286Wb	额定转速	2500rpm
极对数	4	机械惯量	0.00109Kgm2
				额定电流	4.07A

图5是电机转速波形。其中N1表示是仅有主变换器2供电，采用常规直接转矩控制时永磁同步电机的转速；N2是本实施例的加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，永磁同步电机的转速。由图5可知，当仅有主变换器供电，永磁同步电机采用常规直接转矩控制时，永磁同步电机加速到N=3000rpm便无法继续加速；加入由电容供电的补偿变换器4后，电机采用本发明提出的直接转矩控制，永磁同步电机的转速可达到并稳定运行于N2=4500rpm。由此可见，加入补偿变换器4，采用本实施例的直接转矩控制策略，电机的起动快速、稳定，电机的速度运行范围显著提高。

图6是电机电磁转矩波形。Te1表示是仅有主变换器2供电，采用常规直接转矩控制时永磁同步电机的电磁转矩；Te2是本实施例的加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，永磁同步电机的电磁转矩。由Te1可知，当仅有主变换器2供电，采用常规直接转矩控制时永磁同步电机，电机启动运行到0.1s时，电机以恒转矩运行，在0.1s到0.11s之间电机运行于弱磁工作区，在0.11s之后电机转速达到最大值，无法继续加速，此时电机的电磁转矩为0；由Te2可知，当加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，电机启动运行到0.1s时，电机以恒转矩运行，在0.1到0.2s之间电机的转矩开始减少，电机运行在弱磁工作区，在0.2s之后电机转速达到最大转速，转矩保持不变。由Te1与Te2可已看出，加入补偿变换器，采用本实施例的直接转矩控制策略，扩大了电机的弱磁工作区。

图7是电机有功功率波形。P1表示是仅有主变换器2供电，采用常规直接转矩控制时，永磁同步电机的有功功率仿真图；P2本实施例的加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，永磁同步电机的有功功率。由P1可知，采用常规直接转矩控制时永磁同步电机，在0到0.11s之间，电机工作加速阶段，随着速度的不断增大，有功功率P1不断增大，在0.11s之后电机达到稳定速度，有功功率P1达到最大值后开始变为0。由P2可知，当加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，电机启动运行到0.1s时，随着转速的不断增加，有功功率P2不断增大，在0.1s到0.2s随着电机转速的继续增加，电机的有功功率保持不变，电机运行在恒功率区，在0.2s之后电机的转速达到最大值，电机将不能继续加速，电机的有功功率P2为0。

图8是电机无功功率波形。Q1表示是仅有主变换器2供电，采用常规直接转矩控制时，永磁同步电机的无功功率仿真图；Q2为本实施例的加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，永磁同步电机的无功功率。由Q1可知，采用常规直接转矩控制时永磁同步电机，在0到0.11s之间，电机工作加速阶段，随着速度的不断增大，无功功率Q1不断增大，在0.11s之后电机达到稳定速度，无功功率Q1达到最大值后开始变为-500var。由Q2可知，当加入补偿变换器4且供电电容电压设置为311V，采用本实施例的直接转矩控制策略时，电机启动运行到0.1s时，随着转速的不断增加，无功功率Q2不断增大，在0.1s到0.2s随着电机转速的继续增加，电机的无功功率开始逐渐减小，电机运行在弱磁工作状态，在0.2s之后电机的转速达到最大值，电机将不能继续加速，电机的无功功率Q2变为恒值。

由图5～8显示，本发明开绕组永磁同步电机串联补偿直接转矩控制系统具有传统直接转矩控优良特性的同时能够有较宽速度运行范围。

Claims (7)

1.一种开绕组永磁同步电机的串联补偿直接转矩控制方法，包括如下步骤：

（1）采集电机的转速ω、三相定子电压、三相定子电流以及电机两侧变换器的直流母线电压；

（2）对三相定子电压和三相定子电流进行Clarke变换，对应得到α-β坐标系下的定子电压分量u_α和u_β以及定子电流分量i_α和i_β，进而确定定子电流矢量幅值I_s以及定子电流矢量与α轴的夹角θ_i；

（3）根据定子电压分量u_α和u_β以及定子电流分量i_α和i_β，计算电机的电磁转矩T_e、定子磁链Ψ_s及其与α轴的夹角δ；

（4）确定电机的参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*；

（5）根据参考电磁转矩T_e ^*和参考定子磁链Ψ_s ^*，计算出α-β坐标系下电机的调制电压分量V_α ^*和V_β ^*；

（6）根据调制电压分量V_α ^*和V_β ^*确定电机两侧变换器各自的调制电压分量，进而通过SVPWM技术生成两组PWM信号分别对两侧变换器进行控制。

2.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（2）中根据以下算式确定定子电流矢量幅值I_s以及定子电流矢量与α轴的夹角θ_i：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_s=\sqrt{i_{\mathrm{\α}}^2+i_{\mathrm{\β}}^2}\\ {\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{i_{\mathrm{\β}}}{i_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

3.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（3）中根据以下算式计算电机的电磁转矩T_e、定子磁链Ψ_s及其与α轴的夹角δ：

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}^2+{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}^2}\\ \mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$    $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(u_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(u_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\end{array}\right.$

其中：R为电机的定子相电阻，p为电机的极对数，t为时间。

4.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（4）中确定电机的参考电磁转矩T_e ^*的方法如下：

A1.使预设给定的转速ω^*减去电机转速ω得到转速误差Δω，进而对转速误差Δω进行PI调节得到初始电磁转矩T_e’；

A2.根据以下表达式对初始电磁转矩T_e’进行限幅，以得到参考电磁转矩T_e ^*：

若T_e’≤Temax时，则T_e ^*=T_e’；

若T_e’>T_emax时，则T_e ^*=T_emax；

$T_{e\max }=\frac{3}{2}p{\mathrm{\ψ}}_s\sqrt{I_{s\max }-i_M}$    i_M=I_s ^*cos(θ_i-δ)

其中：p为电机的极对数，I_smax为电机的最大定子电流。

5.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（4）中确定电机的参考定子磁链Ψ_s ^*的方法如下：

B1.使预设给定的转速ω^*减去电机转速ω得到转速误差Δω，进而对转速误差Δω进行PI调节得到初始电磁转矩T_e’；

B2.将初始电磁转矩T_e’的幅值限制于电机在MTPA运行策略下所能达到的最大电磁转矩以下，进而根据限幅后的初始电磁转矩T_e’通过MTPA查询表查找出对应的初始定子磁链Ψ_s’；

B3.根据以下算式确定电压误差ΔV，对电压误差ΔV进行PI调节得到定子磁链增量ΔΨ_s，进而使初始定子磁链Ψ_s’与定子磁链增量ΔΨ_s相加得到参考定子磁链Ψ_s ^*；

$\mathrm{\ΔV}=\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}-V_{s1}^{*}$     ${V_{s1}}^{*}=\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^{\′2}+{V_{1\mathrm{imag}}}^{\′2}}$

其中：V_dc1为电机主变换器的直流母线电压，V_1imag’和V_1real’分别为上一时刻电机主变换器调制电压的无功轴分量和有功轴分量。

6.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（5）中计算调制电压分量V_α ^*和V_β ^*的方法如下：

C1.使参考电磁转矩T_e ^*减去电磁转矩T_e得到转矩误差ΔT_e，进而对转矩误差ΔT_e进行PI调节得到定子磁链的角度增量Δδ；

C2.使夹角δ与角度增量Δδ相加得到定子磁链与α轴的参考夹角δ^*；

C3.根据以下算式计算α-β坐标系下电机的调制电压分量V_α ^*和V_β ^*；

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{\α}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\cos \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\cos \mathrm{\δ}}{T_s}\\ {V_{\mathrm{\β}}}^{*}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\sin \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\sin \mathrm{\δ}}{T_s}\end{array}\right.$

其中：T_s为采样周期。

7.根据权利要求1所述的串联补偿直接转矩控制方法，其特征在于：所述的步骤（6）中确定电机两侧变换器各自的调制电压分量的具体方法如下：

D1.使直流母线电容的给定电压V_dc2 ^*减去电机补偿变换器的直流母线电压V_dc2得到电压误差ΔV_dc2，进而对电压误差ΔV_dc2进行PI调节得到补偿变换器调制电压的有功轴参考分量V_2real；

D2.根据以下表达式确定电机补偿变换器调制电压的无功轴分量V_2imag ^*和有功轴分量V_2real ^*：

若则V_2imag ^*=V_imag ^*，V_2real ^*=V_2real；

若 $\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}$ 则 ${V_{2\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{\mathrm{imag}}}^{*},$ ${V_{2\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}2}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{\mathrm{imag}}}^{*2}+{V_{2\mathrm{real}}}^2}}{V_{2\mathrm{real}}}^{*};$

其中：V_imag ^*为电机调制电压的无功轴参考分量且V_imag ^*=V_ssin(θ_v-θ_i)，

$\left\{\begin{array}{c}{V}_s=\sqrt{{V_{\mathrm{\α}}}^{*2}+{V_{\mathrm{\β}}}^{*2}}\\ {\mathrm{\θ}}_v=\arctan \left(\frac{{V_{\mathrm{\β}}}^{*}}{{V_{\mathrm{\α}}}^{*}}\right)\end{array}\right.;$

D3.使电机调制电压的有功轴参考分量V_real ^*与补偿变换器调制电压的有功轴分量V_2real ^*相加得到主变换器调制电压的有功轴参考分量V_1real，使电机调制电压的无功轴参考分量V_imag ^*减去补偿变换器调制电压的无功轴分量V_2imag ^*得到主变换器调制电压的无功轴参考分量V_1imag；其中，V_real ^*=V_scos(θ_v-θ_i)；

D4.根据以下表达式确定电机主变换器调制电压的无功轴分量V_1imag ^*和有功轴分量V_1real ^*：

若则V_1real ^*=V_1real，V_1imag ^*=V_1imag；

若 $\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}>\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}},$ 则 ${V_{1\mathrm{real}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{real}},$

${V_{1\mathrm{imag}}}^{*}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}1}}{\sqrt{3}}}{\sqrt{{V_{1\mathrm{real}}}^2+{V_{1\mathrm{imag}}}^2}}{V}_{1\mathrm{imag}};$

其中：V_dc1为电机主变换器的直流母线电压。