CN102386838B - 一种交流传动系统的电机控制系统及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流传动系统的电机控制系统，根据实际检测到的直流母线电压值对下一开关周期内的直流母线电压进行预测，根据此预测值来预先修正逆变器的开关时间以达到补偿的目的。本发明还公开一种交流传动系统的电机控制方法。采用本发明实施例，能够在消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响的同时，保证系统控制性能不变。

Description

一种交流传动系统的电机控制系统及控制方法

技术领域

本发明涉及交流传动系统技术领域，特别是涉及一种单相供电型交流传动系统的电机控制系统及控制方法。

背景技术

交流传动系统是指以交流电机为控制对象，对电机的输出转矩和转速进行调节的新型传动系统。与直流传动系统相比，交流传动系统具有良好的牵引性能，其功率因素高，体积小，重量轻，运行可靠。交流传动系统正逐步取代直流传动系统，广泛应用于工业生产、国民生活和国家国防的各个领域。

目前应用极为广泛的交流传动系统为电压型，一般由控制系统、主回路和控制对象等构成。其中主回路包括直流母线、直流支撑电容、以及由功率开关半导体器件组成的变流器；控制系统则是基于微处理器硬件平台上，运用各种控制算法进行交流电机控制的实时控制系统。它通过对传动系统中电机转速、电机电流和直流母线电压等信号的采集和处理，根据要求的转速或转矩指令，控制主回路中功率半导体器件的通断，进行PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)调制，以调节作用于电机的交流电压的幅值和频率，实现对电机转速或转矩的控制。

参照图1，为典型的单相供电型交流传动系统的主回路的电路结构图。如图1所示，所述主回路包括两大部分：整流器1a和逆变器2a。

所述整流器1a的输入电压和电流可以表示为：

$u_N\left(t\right)=\sqrt{2}{U}_N\sin \mathrm{\ωt}$ $\left(1\right)$

$i_N\left(t\right)=\sqrt{2}{I}_N\sin \mathrm{\ωt}$

其中，u_N为整流器输入电压有效值；i_N为整流器输入电流有效值；ω为电源频率。

忽略整流器1a的损耗，根据输入输出的功率平衡，可以得到：

u_N(t)×i_N(t)＝u_d×i_d＝U_NI_N+U_NI_Ncos2ωt      (2)

其中，u_d为输出端电压，i_d为输出端电流。

因直流侧电压变化不大，可将其看作恒定值，即为整流器输出电压u_dc(t)＝U_d，整流器输出电流i_dc(t)包含了一个2倍于供电频率的交流分量i_dc2。

$i_d=\frac{U_N{I}_N+U_N{I}_N\cos 2\mathrm{\ωt}}{u_d}---\left(3\right)$

根据式(3)可知，所述输出端电流i_d存在谐波分量，该电流流向电容时会造成电容上电压的同频脉动。

传统的消除母线电压二次谐振的方法为：在后续主回路上加上L-C进行滤波，如图1所示的L2-C2。由此可以滤除掉式(3)中2ω的脉动成分。

但是，传统的消除母线电压二次谐振的方法，存在以下不足：

(1)增加系统成本，其物理体积大，占用系统空间；

(2)在一定程度上降低了系统的可靠性；

(3)在工程应用上，实现L-C之间的精确匹配较为困难，尤其是在系统功率比较大的情况下，要充分消除脉动成分比较困难。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种交流传动系统的电机控制系统及控制方法，能够消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响。

本发明提供一种交流传动系统的电机控制系统，所述控制系统包括：

所述转矩给定单元，用于设定电机输出的目标转矩T^*；

所述磁链计算单元，用于进行磁链指令ψ^*的计算设定；

所述指令电流计算单元，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令

所述转差频率计算单元，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机的转差频率ω_r；

所述定子频率计算单元，用于接收测速装置反馈的电机的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s；

所述角度计算单元，用于对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ：

所述角度补偿单元，用于对所述角度计算单元计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′；

所述反馈电流计算单元，用于接收检测得到的电机的相电流I_A和I_B，结合所述角度计算单元计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q；

所述PI调节单元，用于对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

所述电压坐标变换单元，用于结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

所述PWM调制单元，用于根据采集得到的电机的直流母线电压值和电机的定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，输出控制信号，控制主回路中的逆变器的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机的控制。

优选地，所述d、q轴的电流指令分别由下式计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}$

$I_q^{*}=\frac{2T*L_r}{{3P_n\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

优选地，所述转差频率ω_r由下式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

优选地，所述定子频率ω_s由下式计算得到：

ω_s＝ω_r+P_n×ω。

优选地，所述定子旋转角度θ由下式计算得到：

θ＝∫ω_sdt。

优选地，所述d、q轴的反馈电流I_d和I_q由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right].$

优选地，所述d、q轴的电压指令由下式计算得到：

$U_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}$

$U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}.$

优选地，所述α、β轴电压由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right].$

本发明还提供一种交流传动系统的电机控制方法，所述方法包括：

步骤1：设定所述交流传动系统的电机输出的目标转矩T^*；

步骤2：进行磁链指令ψ^*的计算设定；

步骤3：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令

步骤4：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机的转差频率ω_r；

步骤5：接收测速装置反馈的电机的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s；

步骤6：对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ；

步骤7：对步骤6计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′；

步骤8：接收检测得到的电机的相电流I_A和I_B，结合步骤6计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q；

步骤9：对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

步骤10：结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

步骤11：根据采集得到的电机直流母线电压值和电机的定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，输出控制信号，控制主回路中的逆变器的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机的控制。

优选地，所述d、q轴的电流指令分别由下式计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}$

$I_q^{*}=\frac{2T*L_r}{{3P_n\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

优选地，所述转差频率ω_r由下式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

优选地，所述定子频率ω_s由下式计算得到：

ω_s＝ω_r+P_n×ω

优选地，所述定子旋转角度θ由下式计算得到：

θ＝∫ω_sdt。

优选地，所述d、q轴的反馈电流I_d和I_q由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right].$

优选地，所述d、q轴的电压指令由下式计算得到：

$U_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}$

$U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}.$

优选地，所述α、β轴电压由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right].$

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明实施例所述控制方法及系统，根据实际检测到的直流母线电压值对下一开关周期内的直流母线电压进行预测，根据此预测值来预先修正逆变器的开关时间以达到补偿的目的。

本发明实施例，考虑到传统的通过增加L-C回路来消除母线电压二次谐振的方法存在的不足，采用一种软补偿的算法来替代传统方法中的L-C回路，能够在消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响的同时，保证系统控制性能不变。

附图说明

图1为典型的单相供电型交流传动系统的主回路的电路结构图；

图2为主回路的逆变器在直流母线电压有脉动和无脉动两种情况下的伏秒平衡示意图；

图3为本发明实施例的交流传动系统的电机控制装置结构图；

图4为本发明实施例的交流传动系统的电机控制方法流程图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种交流传动系统的电机控制系统及控制方法，能够消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响。

本发明实施例所述的交流传动系统的电机控制系统及控制方法，考虑到传统的通过增加L-C回路来消除母线电压二次谐振的方法存在的不足，采用一种软补偿的算法来替代传统方法中的L-C回路，能够在消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响的同时，保证系统控制性能不变。

首先，对本发明实施例提供的交流传动系统的电机控制系统及控制方法的原理进行详细阐述。

在交流传动系统中，包含谐波脉动的直流母线电压可以表示为式(4)所示：

u_c＝u_dc+u_acsin(ωt)      (4)

其中，u_c为直流母线电压；u_dc为直流母线电压的直流分量；u_ac为直流母线电压的谐波成分幅值；ω为谐波频率。

本发明实施例进行软补偿的基本思想为：保持主回路中逆变器在直流母线电压有脉动和无脉动两种情况下的伏秒平衡，即为：

u_dc·T_c＝u_c·T_r          (5)

其中，T_r为中间电压有脉动下的导通时间；T_c为中间电压无脉动下的导通时间。

参照图2，为主回路的逆变器在直流母线电压有脉动和无脉动两种情况下的伏秒平衡示意图。如图2所示，当u_c＞u_dc时，逆变器的导通时间变短，反之变长。

通过对交流传动系统的控制系统的时序进行分析可知，由于脉宽调制存在固有的滞后性，在P_k周期内计算出来的逆变器的控制PWM信号，只能在开关周期P_k+1内起作用。而因为谐波脉动成分的存在，相邻两个周期内的中间直流母线电压值会不同。尤其是当逆变器的开关频率比较低的情况下，其电压差别会更大。

因此，本发明实施例所述控制方法及系统，根据实际检测到的直流母线电压值对下一开关周期内的直流母线电压进行预测，根据此预测值来预先修正逆变器的开关时间以达到补偿的目的。

其具体实施方案如下：假定在开关周期P_k内的某时刻t_k采集到当前状态下的直流母线电压值同时可以通过特定的处理方法，如PLL(Phase LockedLoop)锁相环等，得到母线电压的实际脉动频率ω，同时可以通过如滤波等处理算法得到实际的u_dc和u_ac，通过计算得到理论上的逆变器下一周期内的导通时间。因为，此时计算出来的电压有效作用区域为第P_k+1开关周期内。根据调制特性可知，在第P_k+1开关周期内，逆变器的导通时间可以认为是关于第P_k+1开关周期的中点时刻T_d对称的，而对于控制器来说，该中点时刻T_d是可以预先知道的。

由此可见，本发明实施例所述控制方法及系统的关键在于：计算得到理论上的逆变器下一周期内的导通时间。下面可以通过理论上推导得到所述逆变器下一周期内的导通时间。

根据伏秒平衡原理有：

$u_{\mathrm{dc}}\·T_c=\underset{T_d-t}{\overset{T_d+t}{\mathrm{\Σ}}}(u_{\mathrm{dc}}+u_{\mathrm{dc}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right))\mathrm{dt}---\left(6\right)$

对式(6)进行化解得到：

$u_{\mathrm{dc}}\·T_c=(u_{\mathrm{dc}}\·t-\frac{u_{\mathrm{ac}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)}{\mathrm{\ω}}){|}_{T_d-t}^{T_d+t}=u_{\mathrm{dc}}\×2t+\frac{2u_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{\ω}}\sin \left(\mathrm{\ω}{T}_d\right)\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)---\left(7\right)$

令导通时间T_r＝2t，可以得到：

$u_{\mathrm{dc}}\·T_c=u_{\mathrm{dc}}\·T_r+\frac{2u_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{\ω}}\sin \left({\mathrm{\ωT}}_d\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\ω}}{2}{T}_r\right)---\left(8\right)$

根据泰勒级数，当变量非常小时，忽略阶数高于3次的项，有：

$\sin \frac{{\mathrm{\ωT}}_r}{2}\≈\frac{{\mathrm{\ωT}}_r}{2}-\frac{{\left(\frac{{\mathrm{\ωT}}_r}{2}\right)}^3}{6}---\left(9\right)$

并且令：则式(8)可以转换为：

u_dc·T_c＝(u_dc+u_acsin(ωT_d))·T_r+u′_c(0.5ωT_r)³ (10)

因此，通过对式(10)进行求解，得到需要导通的时间T_r。

特别的，如果逆变器的开关频率比较高，则u′_c可忽略不计，式(10)可以简化为：

u_dc·T_c＝(u_dc+u_acsin(ωT_d))·T_r(11)

由此，可以得到：

$T_r=\frac{u_{\mathrm{dc}}\·T_c}{u_{\mathrm{dc}}+u_{\mathrm{ac}}\sin \left(\mathrm{\ω}{T}_d\right)}\≈\frac{u_{\mathrm{dc}}\·T_c}{U_{P_k}}---\left(12\right)$

其中，为在P_k开关周期采样得到的母线电压值。

式(12)为导通时间T_r的简化公式，但是在有些特定情况下，如果逆变器的开关频率比较低，则u′_c(0.5ωT_r)³不能忽略不计，这样会导致该方程式的求解在单片机上非常复杂，此时，针对具体工程应用可以提出一种快速求解算法。

首先还是根据式(12)求出一个大概的导通时间T_r作为迭代求解的初始值，然后对其进行有限次微调。判断u′_c的正负性，如u′_c＞0，则令T′＝T_r-T_s，其中T_s可以根据实际需要进行设定，如1us、2us、5us等等。这样就能够通过有限次的迭代得到T′的值，使其能够满足：

|{(u_dc+u_acsin(ωT_d))×T′+u′_c(0.5ωT′)³}-u_dc×T_c|＜ξ(13)

其中，ξ为根据系统精度要求设定的常数。

下面对本发明实施例提供的交流传动系统的电机控制系统及控制方法进行详细介绍。

参照图3，为本发明实施例的交流传动系统的电机控制系统结构图。如图3所述，所述控制系统包括：

所述转矩给定单元11，用于设定电机2输出的目标转矩T^*。

所述磁链计算单元12，用于进行磁链指令ψ^*的计算设定。

需要说明的是，在电机额定频率以下按照恒转矩控制，磁链指令ψ^*为恒值；在额定频率以上按照恒功率控制，需要根据输出频率进行弱磁控制，计算出此频率下对应的磁链指令ψ^*。

所述指令电流计算单元13，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令

具体的，所述d、q轴的电流指令分别由式(14)和(15)计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}---\left(14\right)$

$I_q^{*}=\frac{2T*L_r}{{3P_n\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}---\left(15\right)$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

所述转差频率计算单元14，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机2的转差频率ω_r。

具体的，根据式(16)计算所述转差频率ω_r：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}---\left(16\right)$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

所述定子频率计算单元15，用于接收测速装置3反馈的电机2的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s。

具体的，根据式(17)计算所述定子频率ω_s：

ω_s＝ω_r+P_n×ω        (17)

所述角度计算单元16，用于对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ：

具体的，根据式(18)计算所述定子旋转角度θ：

θ＝∫ω_sdt    (18)

所述角度补偿单元17，用于对所述角度计算单元16计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′。

需要说明的是，由于所述定子频率计算单元15计算出来的定子频率ω_s是当前开关周期的，而变流器要求输出的电压应该是作用于下一个开关周期内的电压矢量。由于电机的定子是以一定频率运转的，因而开关器件的开关频率越低，其定子频率越大，使得前后两个开关周期内的角度差越大。如果在电压坐标变化单元20中仍使用式(18)中得到的定子旋转角度θ进行计算，必然存在一定的误差。因此，需要对式(18)中计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到正确的角度值θ′，在实际工程化应用中可根据电机转子频率乘以控制上的滞后时间来得到角度增量。

所述反馈电流计算单元18，用于接收检测得到的电机2的相电流I_A和I_B，结合所述角度计算单元16计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q。

其计算公式具体为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right]---\left(19\right)$

所述PI调节单元19，用于对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

具体的，所述d、q轴的电压指令可以通过下式得到：

$U_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}$ $\left(20\right)$

$U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}$

所述电压坐标变换单元20，结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right]---\left(21\right)$

所述PWM调制单元21，用于根据采集得到的电机2的直流母线电压值u_c和电机2的定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，首先得到理论上的导通时间T_c，然后根据式(10)得到实际上需要的导通时间T_r。输出控制信号，控制主回路中的逆变器4的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机2的控制。

本发明实施例所述控制方法，根据实际检测到的直流母线电压值对下一开关周期内的直流母线电压进行预测，根据此预测值来预先修正逆变器的开关时间以达到补偿的目的。

本发明实施例，考虑到传统的通过增加L-C回路来消除母线电压二次谐振的方法存在的不足，采用一种软补偿的算法来替代传统方法中的L-C回路，能够在消除直流母线电压脉动对电机控制性能的不利影响的同时，保证系统控制性能不变。

对应于本发明实施例提供的交流传动系统的电机控制系统，本发明实施例还提供一种交流传动系统的电机控制方法。参照图4，为本发明实施例的交流传动系统的电机控制方法流程图。

如图4所述，所述方法包括以下步骤：

步骤S401：设定所述交流传动系统的电机输出的目标转矩T^*。

步骤S402：进行磁链指令ψ^*的计算设定。

需要说明的是，在电机额定频率以下按照恒转矩控制，磁链指令ψ^*为恒值；在额定频率以上按照恒功率控制，需要根据输出频率进行弱磁控制，计算出此频率下对应的磁链指令ψ^*。

步骤S403：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令

具体的，所述d、q轴的电流指令分别由式(14)和(15)计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}---\left(14\right)$

$I_q^{*}=\frac{2T*L_r}{{3P_n\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}---\left(15\right)$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

步骤S404：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机2的转差频率ω_r。

具体的，根据式(16)计算所述转差频率ω_r：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}---\left(16\right)$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

步骤S405：接收测速装置反馈的电机2的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s。

具体的，根据式(17)计算所述定子频率ω_s：

ω_s＝ω_r+P_n×ω       (17)

步骤S406：对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ：

具体的，根据式(18)计算所述定子旋转角度θ：

θ＝∫ω_sdt           (18)

步骤S407：对步骤S406计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′。

步骤S408：接收检测得到的电机的相电流I_A和I_B，结合步骤S406计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q。

其计算公式具体为：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right]---\left(19\right)$

步骤S409：对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

具体的，所述d、q轴的电压指令可以通过下式得到：

$U_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}$ $\left(20\right)$

$U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}$

步骤S410：结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -\sin {\mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right]---\left(21\right)$

步骤S411：根据采集得到的电机直流母线电压值和定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，输出控制信号，控制主回路中的逆变器的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机的控制。

以上对本发明所提供的一种交流传动系统的电机控制系统及方法，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (16)

1.一种交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述控制系统包括：

转矩给定单元，用于设定电机输出的目标转矩T^*；

磁链计算单元，用于进行磁链指令ψ^*的计算设定；

指令电流计算单元，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令

转差频率计算单元，用于根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机的转差频率ω_r；

定子频率计算单元，用于接收测速装置反馈的电机的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s；

角度计算单元，用于对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ：

角度补偿单元，用于对所述角度计算单元计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′；

反馈电流计算单元，用于接收检测得到的电机的相电流I_A和I_B，结合所述角度计算单元计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q；

PI调节单元，用于对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

电压坐标变换单元，用于结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

PWM调制单元，用于根据采集得到的电机的直流母线电压值u_c和电机的定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，得到理论上的导通时间T_c，根据u_dc·T_c＝(u_dc+u_acsin(ω_uT_d))·T_r+u'_c(0.5ω_uT_r)³得到实际上需要的导通时间T_r，根据所述导通时间T_r输出控制信号，控制主回路中的逆变器的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机的控制；

其中，u_dc为直流母线电压u_c的直流分量，u_ac为直流母线电压u_c的谐波成分幅值；ω_u为直流母线电压u_c的实际脉动频率，T_d为下一开关周期的中点时刻。

2.根据权利要求1所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述d、q轴的电流指令分别由下式计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}$

$I_q^{*}=\frac{2T^{*}{L}_r}{3P_n{\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

3.根据权利要求2所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述转差频率ω_r由下式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

4.根据权利要求3所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述定子频率ω_s由下式计算得到：

ω_s＝ω_r+P_n×ω。

5.根据权利要求4所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述定子旋转角度θ由下式计算得到：

θ＝∫ω_sdt。

6.根据权利要求5所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述d、q轴的反馈电流I_d和I_q由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{2}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right].$

7.根据权利要求6所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述d、q轴的电压指令由下式计算得到：

$\begin{array}{c}{U}_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}\\ U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}\end{array}.$

8.根据权利要求7所述的交流传动系统的电机控制系统，其特征在于，所述α、β轴电压由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -{\sin \mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right].$

9.一种交流传动系统的电机控制方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤1：设定所述交流传动系统的电机输出的目标转矩T^*；

步骤2：进行磁链指令ψ^*的计算设定；

步骤3：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算d、q轴的电流指令 $I_q^{*};$

步骤4：根据设定的目标转矩T^*和磁链指令ψ^*计算电机的转差频率ω_r；

步骤5：接收测速装置反馈的电机的实际转速ω，根据所述实际转速ω和转差频率ω_r计算定子频率ω_s；

步骤6：对所述定子频率ω_s进行积分计算，得到定子旋转角度θ；

步骤7：对步骤6计算得到的定子旋转角度θ进行补偿，得到补偿后的角度值θ′；

步骤8：接收检测得到的电机的相电流I_A和I_B，结合步骤6计算得到的定子旋转角度θ对所述相电流I_A和I_B进行坐标变换，得到d、q轴的反馈电流I_d和I_q；

步骤9：对所述d、q轴的电流指令和反馈电流I_d、I_q进行差分计算，然后对计算结果进行PI控制，得到d、q轴的电压指令

步骤10：结合所述补偿后的角度值θ′对所述d、q轴的电压指令进行坐标变换，将其变换为静止坐标系上的α、β轴电压

步骤11：根据采集得到的电机直流母线电压值和电机的定子频率ω_s，对所述α、β轴电压进行PWM调制，得到理论上的导通时间T_c，根据u_dc·T_c＝(u_dc+u_acsin(ω_uT_d))·T_r+u'_c(0.5ω_uT_r)³得到实际上需要的导通时间T_r，根据所述导通时间T_r输出控制信号，控制主回路中的逆变器的各相开关器件的通断，实现对交流传动系统中电机的控制；

其中，u_dc为直流母线电压u_c的直流分量，u_ac为直流母线电压u_c的谐波成分幅值；ω_u为直流母线电压u_c的实际脉动频率，T_d为下一开关周期的中点时刻。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述d、q轴的电流指令 分别由下式计算得到：

$I_d^{*}=\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{L_m}$

$I_q^{*}=\frac{2T^{*}{L}_r}{3P_n{\mathrm{\ψ}}^{*}{L}_m}$

其中，分别为d、q轴的电流指令；P_n为电机极对数；L_m为电机互感；L_r为电机的定子电感。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述转差频率ω_r由下式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{L_m{I}_q^{*}}{{\mathrm{\τ}}_r{\mathrm{\ψ}}^{*}}$

其中，τ_r为电机转子的时间常数。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述定子频率ω_s由下式计算得到：

ω_s＝ω_r+P_n×ω。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述定子旋转角度θ由下式计算得到：

θ＝∫ω_sdt。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述d、q轴的反馈电流I_d和I_q由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}-\frac{\sqrt{3}}{2}\sin \mathrm{\θ}& -\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}+\frac{\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}& \frac{2\sqrt{3}}{3}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\end{array}\right].$

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述d、q轴的电压指令由下式计算得到：

$\begin{array}{c}{U}_d^{*}=K_p(I_d^{*}-I_d)+K_i\∫(I_d^{*}-I_d)\mathrm{dt}\\ U_q^{*}=K_p(I_q^{*}-I_q)+K_i\∫(I_q^{*}-I_q)\mathrm{dt}\end{array}.$

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述α、β轴电压由下式计算得到：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ U_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left(\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}^{\′}& \sin {\mathrm{\θ}}^{\′}\\ -{\sin \mathrm{\θ}}^{\′}& \cos {\mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right].$