CN103997249A - 一种分布式电源并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种分布式电源并网逆变器的控制方法，包括：将三相电压信号的一个正弦波周期平均分为6个工作区；确定任一工作区内每一个开关周期内直流侧电感电流变化的表示形式；确定直流侧电感达到稳定状态时的电感电流稳态值I_L；确定调制比M，通过调制比M改变正弦波的峰值，将所述正弦波和三角波进行调制，利用对称规则采样法产生SPWM信号控制逆变器开关管的导通与关断。本发明逆变器控制方法可工作在直流电压低于电网电压峰值的场合，且能够实现直流电压宽范围调节，用于光伏并网系统还可以省掉电压型PWM逆变器的升压环节，结构简单化，且成本降低，很好地适应了并网的要求。

Description

一种分布式电源并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及并网逆变器领域，尤其涉及一种分布式电源并网逆变器的控制方法。

背景技术

近年来，随着微处理机技术、计算机技术和电力电子技术的发展，基于数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称DSP)的脉宽调制(Pulse Width Modulation，简称PWM)技术被广泛应用到三相电机控制、变频器、整流器和逆变器等系统之中。在各种PWM控制方式中，正弦脉宽调制(Sinusoidal PWM，简称SPWM)技术因其算法简单、易于硬件实现、谐波含量较小以及能动态地修改幅值和频率等优点而得到了广泛的应用。

SPWM调制技术的基本调制原理是根据“冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同”的原理，使变频器产生一个等幅不等宽的方波脉冲序列与正弦波等效，通过改变调制波的幅值和频率大小来调节变频器输出电压的幅值和频率。

传统的控制方法中，主要有PID控制,预测电流控制，二次型最优控制，模糊控制等方式。但它们的共同特点是需要对控制变量解耦，计算量大，实现困难，而且对状态变量的检测需要两个电流传感器，有的还需要交流电动势传感器和电容电压传感器，成本较高。电压型PWM逆变器只能工作在直流电压恒定并高于电网电压峰值的情况，用于光伏并网需采用两级或多级电路拓扑结构，不仅增加功率损耗而且电路复杂。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提出了一种分布式电源并网逆变器的控制方法，该方法使逆变器可工作在直流电压低于电网电压峰值的场合，且能够实现直流电压宽范围调节，用于光伏并网系统还可以省掉传统逆变器的升压环节，结构简单化，降低成本。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种分布式电源并网逆变器的控制方法，包括：

(1)根据三相电压幅值大小，将三相电压信号的一个正弦波周期平均分为6个工作区；

(2)确定任一工作区内每一个开关周期内直流侧电感电流变化的表示形式；

(3)根据电感电流变化值的表示形式，确定直流侧电感达到稳定状态时的电感电流稳态值I_L；

(4)根据直流侧给定电流值I_ref和直流侧电感电流稳态值I_L确定调制比M，通过调制比M改变正弦波的峰值，将所述正弦波和三角波进行调制，利用对称规则采样法产生SPWM信号控制逆变器开关管的导通与关断。

所述三相电压信号的一个正弦波周期的分区方法为：三相电压对称正弦波信号，其幅值大小每隔60°改变一次，根据幅值大小，将一个正弦波周期每隔60°分一个区，共分为6个区。

所述步骤(2)中每一个开关周期内直流侧电感电流变化的表示形式为：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_c}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a+M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_b-M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_b+M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_c)---\left(1\right)$

其中，I_Lt为电感在t时刻的电流，I_L0为电感的初始电流，T_C为三角载波的开关频率，M为调制比，e_a、e_b、e_c分别为网侧电压瞬时值，V_dc为直流输出电压的瞬时值，e_ac、e_bc分别为ac和bc相间线电压。

设对称三相电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=\sqrt{2}E\sin \mathrm{\ωt}\\ e_b=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ e_c=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(2\right)$

则

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a=\sqrt{3}{E}^2[\frac{\sqrt{3}}{2}-\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})]\\ e_{\mathrm{ac}}{e}_b=-\sqrt{3}{E}^2\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_b=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})+\frac{1}{2}]\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_c=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})-\frac{\sqrt{3}}{2}]\end{array}\right.---\left(3\right)$

将式(3)代入式(2)得：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_C}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{E}^2(3+\frac{\sqrt{3}}{2}))---\left(4\right)$

所述步骤(3)中直流侧电感达到稳定状态时的电感电流稳态值I_L的计算方法为：

$I_L=I_{\mathrm{ref}}-\frac{4V_{\mathrm{dc}}}{K{E}^2(6+\sqrt{3})}---\left(5\right)$

其中，K为比例系数，E为网侧电压标称值，V_dc为直流输出电压的瞬时值。

所述步骤(4)中调制比M的确定方法为：

M＝K×(I_ref-I_L)

其中，K为比例系数，I_L为直流侧电感电流稳态值，I_ref为直流侧给定电流值I_ref。

本发明的有益效果是：

1、本发明逆变器控制方法可工作在直流电压低于电网电压峰值的场合，且能够实现直流电压宽范围调节，用于光伏并网系统还可以省掉电压型PWM逆变器的升压环节，结构简单化，且成本降低，很好地适应了并网的要求。

2、对称规则采样法的引入有效降低了并网逆变器的直流电感，大的直流电感造成体积、重量和损耗增大是电流型变流器发展的瓶颈。

附图说明

图1为本发明并网逆变器结构示意图；

图2为本发明一个正弦波调制周期中的六个区；

图3为本发明系统控制原理图；

图4为本发明对称规则采样法产生的SPWM波；

图5为本发明控制信号产生原理图；

图6(a)为a相网侧电压、电流及交流侧电流实验波形；

图6(b)直流侧电流I_dc实验波形。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明：

图1所示为并网逆变器的原理图，开关器件由可控器件IGBT与二极管串联组成，以提高器件的反向阻断能力。

如图2所示，三相对称正弦波信号，其幅值大小每隔60°改变一次，且当PWM的开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个PWM开关周期中的调制信号幅值可以近似不变。因此，根据三相电压幅值大小关系进行分区，一个正弦波周期可以分为6个区，分别记为I～VI。

并网逆流器的上、下桥臂在任意时刻都必须有且仅有一个开关管导通，直流侧不能开路。也就是说在任意一个工作区内，上桥臂中的一个开关(T1,T3,T5)和下桥臂中的一个开关(T4,T6,T2)处于开通状态。

图3所示为控制核心部分，对并网逆变器，网侧输出电流的控制是整个系统控制的核心。本研究采用直接电流控制策略来实现并网逆变器输入直流电流的恒定和网侧电压电流接近单位功率因数。

由图可得比较信号V_m＝I_ref-I_L，I_L是直流侧电感电流，I_ref为给定电流值，K为比例系数。M为调制比，即正弦波峰值与三角波峰值之比，本实验中三角波的峰值取1，故M＝K×V_m＝K×(I_ref-I_L)。采用对称采样法产生SPWM波，对称采样法是以每个三角波的对称轴(顶点对称轴或低点对称轴)所对应的时间作为采样时刻。过三角波的对称轴与正弦波的交点，作平行t轴的平行线，该平行线与三角波的两个腰的交点作为SPWM波“开”和“关”的时刻，如图4所示。

由图4可得：

$\left.\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{off}1}=\frac{T_C}{4}(1-M\sin \mathrm{\ωt})\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{T_C}{4}(1-M\sin \mathrm{\ωt})\end{array}\right\}---\left(1\right)$

式(1)中，M为调制比，T_C为三角载波的开关频率。

对第I区的三相SPWM的产生进行分析，如图4所示。

由式(1)可得：

$T_1=\frac{T_C}{4}(1-M{e}_a)---\left(2\right)$

$T_2=t_{\mathrm{offb}}-t_{\mathrm{offa}}=\frac{T_C}{4}(1-M{e}_b)-\frac{T_C}{4}(1-M{e}_a)=\frac{T_C}{4}M(e_a-e_b)---\left(3\right)$

$T_3=t_{\mathrm{offc}}-t_{\mathrm{offb}}=\frac{T_C}{4}M(e_b-e_c)---\left(4\right)$

$T_4=\frac{T_C}{2}(1+M{e}_c)---\left(5\right)$

对直流侧电感电流I_L的研究表明其含有固定的直流成份和高频率的交流成份。在每一个开关周期内都有以下公式成立：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{L}\×{2T}_1+\frac{V_{\mathrm{dc}}-e_{\mathrm{ac}}}{L}\×{2T}_2+\frac{V_{\mathrm{dc}}-e_{\mathrm{bc}}}{L}\×{2T}_3+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{L}\×T_4---\left(6\right)$

将(2)～(5)式代入式(6)得：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_c}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a+M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_b-M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_b+M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_c)---\left(7\right)$

式中，I_L0是电感的初始电流，I_Lt是电感t时刻的电流。

设对称三相电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=\sqrt{2}E\sin \mathrm{\ωt}\\ e_b=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ e_c=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(8\right)$

由式(8)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a=\sqrt{3}{E}^2[\frac{\sqrt{3}}{2}-\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})]\\ e_{\mathrm{ac}}{e}_b=-\sqrt{3}{E}^2\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_b=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})+\frac{1}{2}]\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_c=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})-\frac{\sqrt{3}}{2}]\end{array}\right.---\left(9\right)$

将式(9)代入式(7)得：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_C}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{E}^2(3+\frac{\sqrt{3}}{2}))---\left(10\right)$

在启动过程中，电感电流I_L很小所以此时V_m比较大。随着I_L逐渐增大，V_m将变小。当V_m到达某一个值，I_L也达到稳定状态，从而使(10)式的右侧为0，此时I_L的稳定值为：

$I_L=I_{\mathrm{ref}}-\frac{4V_{\mathrm{dc}}}{K{E}^2(6+\sqrt{3})}---\left(11\right)$

式中，I_L是电感电流的稳态值。

从式(11)可以看出，当K，E，I_ref，V_dc全部固定时，可有效减小直流侧电感值。从而减小了电感的损耗，体积和重量。

为了验证上述方法的正确性，设计了一台样机进行实验验证。电路的参数为：E_a＝100V，Vg＝20V，L＝0.8mH，R＝0.5Ω，C＝2.2μF，L_dc＝3mH。实验控制系统由DSP芯片TMS320LF2407A完成，采用C语言编程，开关频率取为4.2kHz。实验中设定直流电流给定值I_ref＝2A。

图6(a)是网侧电压U_a,电流i_sa以及交流侧电流i_pa的试验波形，图6(b)是直流侧电流I_dc的实验波形。

由图6可以看出网侧电流基本正弦化且与网侧电压相位基本一致，实现了网侧电压电流的单位功率因数。同时直流侧的电流较平稳，达到了预期效果。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (5)

1.一种分布式电源并网逆变器的控制方法，其特征是，包括：

(1)根据三相电压幅值大小，将三相电压信号的一个正弦波周期平均分为6个工作区；

(2)确定任一工作区内每一个开关周期内直流侧电感电流变化的表示形式；

(3)根据电感电流变化值的表示形式，确定直流侧电感达到稳定状态时的电感电流稳态值I_L；

(4)根据直流侧给定电流值I_ref和直流侧电感电流稳态值I_L确定调制比M，通过调制比M改变正弦波的峰值，将所述正弦波和三角波进行调制，利用对称规则采样法产生SPWM信号控制逆变器开关管的导通与关断。

2.如权利要求1所述的一种分布式电源并网逆变器的控制方法，其特征是，所述三相电压信号的一个正弦波周期的分区方法为：三相电压对称正弦波信号，其幅值大小每隔60°改变一次，根据幅值大小，将一个正弦波周期每隔60°分一个区，共分为6个区。

3.如权利要求1所述的一种分布式电源并网逆变器的控制方法，其特征是，所述步骤(2)中每一个开关周期内直流侧电感电流变化的表示形式为：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_c}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a+M{e}_{\mathrm{ac}}{e}_b-M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_b+M{e}_{\mathrm{bc}}{e}_c)---\left(1\right)$

其中，I_Lt为电感在t时刻的电流，I_L0为电感的初始电流，T_C为三角载波的开关频率，M为调制比，e_a、e_b、e_c分别为网侧电压瞬时值，V_dc为直流输出电压的瞬时值，e_ac、e_bc分别为ac和bc相间线电压；

设对称三相电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=\sqrt{2}E\sin \mathrm{\ωt}\\ e_b=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ e_c=\sqrt{2}E\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(2\right)$

则

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{ac}}{e}_a=\sqrt{3}{E}^2[\frac{\sqrt{3}}{2}-\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})]\\ e_{\mathrm{ac}}{e}_b=-\sqrt{3}{E}^2\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_b=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{3})+\frac{1}{2}]\\ e_{\mathrm{bc}}{e}_c=\sqrt{3}{E}^2[\sin (2\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{3})-\frac{\sqrt{3}}{2}]\end{array}\right.---\left(3\right)$

将式(3)代入式(2)得：

$I_{\mathrm{Lt}}-I_{L0}=\frac{T_C}{2L}(2V_{\mathrm{dc}}-M{E}^2(3+\frac{\sqrt{3}}{2}))---\left(4\right).$

4.如权利要求1所述的一种分布式电源并网逆变器的控制方法，其特征是，所述步骤(3)中直流侧电感达到稳定状态时的电感电流稳态值I_L的计算方法为：

$I_L=I_{\mathrm{ref}}-\frac{4V_{\mathrm{dc}}}{K{E}^2(6+\sqrt{3})}---\left(5\right)$

其中，K为比例系数，E为网侧电压标称值，V_dc为直流输出电压的瞬时值。

5.如权利要求1所述的一种分布式电源并网逆变器的控制方法，其特征是，所述步骤(4)中调制比M的确定方法为：

M＝K×(I_ref-I_L)

其中，K为比例系数，I_L为直流侧电感电流稳态值，I_ref为直流侧给定电流值I_ref。