CN110474557A - 一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力机车牵引控制技术领域，具体为一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法。本发明采用带有中间直流母线电压前馈的双闭环控制策略，外环为电压控制环，采用PI控制器，对直流母线电压进行控制；内环为电流控制环，采用PR控制器，对交流侧电流进行控制；当直流母线电压超过设定阈值时，直接给定直流母线前馈量，解决因母线震荡导致PI控制器输出不稳定的问题；调制采用SHEPWM策略，本发明在SHEPWM脉冲生成过程中，采用比较值方式，和传统的强制方式比较，可有效降低开关角动作时延，以较高的精度实现SHEPWM脉冲生成，有效消除特定次谐波，减小网测电流低次谐波含量。

Description

一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法

技术领域

本发明属于电力机车牵引控制技术领域，具体为一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法。

背景技术

四象限变流器作为电力机车牵引传动系统的核心单元，在机车牵引工况下为逆变单元提供稳定的直流电压，而在制动工况下，四象限变流器将逆变单元的制动能量馈入供电网，实现能量的双向流动。传统的单相四象限变流器采用基于PI控制器的电压电流双闭环控制方法，对于大功率场合，由于控制惯量大，在负载突投突切工况下，四象限调节速率慢，易造成中间直流母线震荡，继而引发母线过压或欠压故障；另一方面四象限变流器工作时开关频率较低，可能会导致变流器网侧谐波较大，影响整车的控制性能。

现有调制算法中，四象限变流器的调制算法多采用SPWM的调制方式，其无法消除特定次谐波，而采用特定次谐波消除调制方式可以消除特定次谐波，提高电传动系统的谐波特性。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法。

本发明是采用如下的技术方案实现的：一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，采用电压外环和电流内环为控制数据处理的核心环节，采用双闭环的矢量控制算法，电压外环控制数据处理步骤为：根据母线电压指令值与母线电压反馈值作差，输入PI控制器1；电流内环控制数据处理步骤为：电压外环的输出值作为电流内环的输入与锁相环输出的相位角的余弦值相乘，再与四象限输入电流作差，作为电流内环PR控制器的输入，PR控制器输出结果与变压器副边绕组感应势作差，即得到整流桥交流侧调制波信息；调制波信息输入到DSP的PWM调制程序，调制阶段采用高速中断模式，根据SHEPWM调制方法，实时计算出A、B桥臂控制所需的占空比，经DSP中ePWM模块调制出相应PWM脉冲，进而控制IGBT的开通和关断。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，母线电压反馈值的给定方式有两种，根据母线阈值U_throd来进行切换，若母线电压经过陷波器滤波后的值U_{dc_pf}未超过阈值，即U_{dc_pf}≤U_throd，母线电压反馈值若母线电压经过陷波器滤波后的值U_{dc_pf}超过阈值，即U_{dc_pf}>U_throd，母线电压反馈值u_s表示四象限整流器输入电压，i_s表示变压器副边绕组电流，根据能量守恒原则，负载功率等于四象限输入功率求出k值大小，计算公式如下：U_dc×i_L×△t＝(U_throd+u_s×i_s×k)×i_s×△t，其中，△t为程序控制周期，i_L表示负载侧输出电流。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，锁相环可通过软件编程方式实现数字锁相环，θ^*是电网电压过零时刻的指令值，其与锁相环输出的电网相位估算值θ的差值△θ作为PI控制器2的输入，PI控制器2的输出再与锁相环中心角频率ω₁相加，数字锁相环通过带有反馈调节的PI控制器2调节△θ为零，得到电网角频率的修正值。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，PWM调制过程为：对四象限桥臂参考电压u_ab取幅值，可以得到直流量U_ab，根据桥臂参考电压幅值U_ab，计算出调制深度M，根据四象限变流器开关频率f_k，得到开关角N，通过开关角N可以得到不同M值对应的离线开关角度a_i，根据实时M值和离线开关表进行线性差值查表，得到与当前实时M值对应的角度x_i，利用最终调制发波角度为θ_z和角度x_i进行比较，当(x_i+1-θ_z)>Δθ时，发波方式与强制比较脉冲方法相同；当(x_i+1-θ_z)≤Δθ时，发波角度与固定角度x_i+1距离较近，为了提高PWM脉冲的准确性，需要利用DSP内部的ePWM模块，用比较发波的方式实现，最终调制发波角度为θ_z计算分两种情况，一是当控制算法中断程序结束后，首次进入调制算法中断时，θ_z等于根据锁相环计算得到调制发波角度θ，即θ_z＝θ，二是其它情况下，θ_z等于上一次调制算法中断得到的角度加上ω*T_s，即θ_z＝θ_z+ωT_s，这里ω角频率，T_s为快速中断周期。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，比较发波的方式为：求得占空比其中T_s为快速中断(DSP中断2)周期，T_CLK为ePWM模块时基时钟，θ_i+1为θ_z，θ_i+2为θ_z+ωT_s，cmpA和PRD输入到DSP中ePWM模块，当DSP计数等于cmpA时，ePWM模块发出上升沿或下降沿。ePWM模块首先需要通过上一拍PWM脉冲的状态，来触发下一拍的上升沿或者下降沿，当上一拍为高电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发下降沿；当上一拍为低电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发上升沿。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，四象限变流器开关频率f_k计算方法为用最大开关频率f_{k_max}除以基频50Hz，得到最大载波比N_MAX，N_MAX＝f_{k_max}/50，取小于等于N_MAX的最大奇数N_{MAX_ji}作为实际的载波比，开关频率f_k等于N_{MAX_ji}乘以50Hz，f_k＝50×N_{MAX_ji}。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，根据四象限变流器开关频率f_k，得到SHEPWM调制算法在周期内对应的开关角N，开关角

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，通过N可以得到内下不同M值对应的离线开关角度a_i，离线开关表存储在DSP的数据空间中，根据实时M值和上表中的离线开关角进行线性差值查表计算，得到与当前实时M值对应的内角度x_i，由于SHEPWM调制波形具有半周期和四分之一周期对称的特性，因此可以根据周期内对应的开关角，得到2π全部周期所有的开关角度x₁、x₂、x₃..........及高低电平的趋势。

上述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，陷波器的传递函数如下：ω₀＝2×π×f_x＝200π，其中，A为滤波器增益，Q为品质因数，ω₀为陷波器的特征角频率，选定好合适参数后，再经过离散化处理，得到计算机可处理的数字滤波器。

本发明采用带有中间直流母线电压前馈的双闭环控制策略，外环为电压控制环，采用PI控制器1，对直流母线电压进行控制；内环为电流控制环，采用PR控制器，对交流侧电流进行控制；当直流母线电压超过设定阈值时，直接给定直流母线前馈量，解决因母线震荡导致PI控制器输出不稳定的问题；调制采用SHEPWM策略，SHEPWM调制方式和传统SPWM调制方式相比，可以消除特定次谐波，同时可降低滤波器的设计难度；同时本发明在SHEPWM脉冲生成过程中，采用比较值方式，和传统的强制方式比较，可有效降低开关角动作时延，以较高的精度实现SHEPWM脉冲生成，有效消除特定次谐波，减小网测电流低次谐波含量。

附图说明

图1为单相四象限变流器的电气原理图。

图2为四象限变流器的控制及调制框图。

图3为锁相环原理框图。

图4为四象限整流器调制及控制流程图。

图5为SHEPWM输出的典型波形。

图6为强制比较脉冲方法的流程图。

图7为SHEPWM强制比较脉冲方式下脉冲示意图。

图8为精确比较脉冲方法的流程图。

图9为比较值计算的框图。

图10为本发明SHEPWM调制方式图。

图11为两种脉冲发波方法的示意图。

具体实施方式

四象限变流器的电气原理图如图1所示。

变压器原边通过接触网连接额定为25kV/50Hz网压，变压器副边连接到电力机车的变流器中。K11为预充电接触器，R1为预充电电阻，K1为工作接触器，预充电电路可减小支撑电容在预充电阶段的电流冲击。四象限变流器的功率器件由A桥臂和B桥臂构成，每个桥臂由连接两个反并联二极管的IGBT构成。g1、g2、g3和g4为IGBT控制极，四象限变流器在工作阶段通过控制极来控制开断。中间直流回路由支撑电容构成，支撑电容通过充放电来维持母线电压的稳定。u_s表示变压器副边绕组电压，U_dc为直流母线电压，i_s表示变压器副边绕组电流，i_D和i_L分别表示整流桥直流侧输入电流和负载侧输出电流。图中的四象限变流器没有独立的交流侧电感，它的电感是利用变压器副边绕组的漏电感L实现的。

四象限变流器的控制及调制框图如图2所示：

控制原理结合图2，描述如下：

四象限整流器的控制算法，在DSP中断1中运行，算法中断频率低于调制算法中断频率，假设设定为2kHz。

四象限脉冲整流的控制目标有两个，一是控制直流母线电压U_dc跟随电压指令值二是控制网侧电流波形正弦，使功率因数接近1。

四象限变流器控制主要构成：对电网电压幅值和相位进行跟踪的锁相环PLL；直流母线电压PI控制器1；交流侧电流PR控制器；脉冲生成策略SHEPWM。采用矢量控制技术，即双闭环的控制策略。外环为电压控制环，对直流母线电压进行控制。内环为电流控制环，对交流侧电流进行控制。

PI控制器1的输入为电压指令值和直流母线电压反馈值的差值，直流母线电压反馈值的给定方式有两种，根据母线阈值U_throd来进行切换，若采样得到的母线电压U_dc滤波后的值U_{dc_pf}未超过阈值，电压反馈值：

得到的U_dc经过陷波器滤除母线上固有的二次谐波(100Hz)，得到的电压值为U_{dc_pf}，陷波器的传递函数如下：

ω₀＝2×π×f_x＝200π (3)

其中，A为滤波器增益，Q为品质因数，ω₀为陷波器的特征角频率。选定好合适参数后，再经过离散化处理，得到计算机可处理的数字滤波器；

若采样得到的母线电压U_dc滤波后的值U_{dc_pf}超过阈值U_throd，母线电压采用前馈给定值：

根据能量守恒原则，负载功率等于四象限输入功率，可求出k值大小，计算公式如下：

U_dc×i_L×△t＝(U_throd+u_s×i_s×k)×i_s×△t(5)

其中，△t为程序控制周期，u_s为四象限整流器输入电压。

电网相位信息是通过互感器采集变压器原边电压V_s获取的，引入一个电网电压数字锁相环，通过锁相环实时获取V_s的相位角度θ，锁相环可通过软件编程方式实现数字锁相环，数字锁相环原理框图如图3所示。

图中，θ^*是电网电压过零时刻的指令值，ω₁是锁相环中心角频率，θ是锁相环输出的电网相位估算值，通过带有反馈调节的PI控制器2调节△θ为零，得到电网角频率的修正值。

PI控制器1输出量为直流量，通过与锁相环输出的相位角的余弦值cos(θ)相乘，再与变压器副边绕组电流i_s作差，作为电流内环PR调节器的输入。

电流内环选择比例-谐振(PR)调节器进行电流控制，PR调节器能够无静差的跟踪交流电流指令值，适用于单相脉冲整流器的控制系统。

PR调节器的输出与变压器副边绕组电压u_s作差得到u_ab，作为调制波。

四象限整流器调制及控制流程如图4所示；

首先进行初始化，包括变量初始化、寄存器初始化、采样初始化、中断初始化等。

启动AD采样模块，根据图2可知需要的采集模拟量有：网压V_S、直流母线电压U_dc和变压器副边绕组电流i_s，通过模数转换，把电气模拟量转换为可供控制器处理的数字量。因为变压器的原边与副边的变比固定，变压器副边绕组电压u_s可以通过得到，其中n_x是变比。根据采样得到的网侧电压值，输入锁相环实时计算电网电压相位与幅值信息，以供后边控制调用。

电压外环控制数据处理和和电流内环控制数据处理为控制的核心环节。可采用双闭环的矢量控制算法。

电压外环控制数据处理步骤为：根据母线电压指令值与直流母线电压反馈值作差，输入PI控制器1。

电流内环控制数据处理步骤为：电压外环的输出值作为电流内环的输入，经过PR控制器，PR控制器输出结果与变压器副边绕组电压u_s作差，即得到整流桥交流侧调制波信息。

故障判断要求的实时性较高，故直接在双闭环控制系统处理完数据后，根据AD采样值及双闭环处理过程中的中间变量值进行故障判断。若发生故障，则直接封锁脉冲，若不发生故障，则进入脉冲调制阶段。

调制阶段采用高速中断，根据SHEPWM调制方法，实时计算出A、B桥臂控制所需的占空比，经DSP中ePWM模块调制出相应PWM脉冲，进而控制IGBT的开通和关断。

PWM调制策略

SHEPWM调制基本方法

特定次谐波除PWM调制策略不仅可以实现特定次谐波消除，而且能够对基波电压进行准确的控制。特定次谐波消除调制方法输出的电压波形具有半周期和四分之一周期对称的特性。图5为SHEPWM输出的典型波形。通常，N为奇数时采用图5-a波形，其起始状态为低电平，N为偶数时采用图5-b波形，其起始状态为高电平。

在SHEPWM调制方式中，由于开关角求解的方程组为超越方程，通过DSP运算处理器求解复杂，无法满足实时性要求。所以采用离线计算开关角，存储在数据空间中，根据计算的开关角数N和调制深度M进行实时查表的方式来获取开关角，由于SHEPWM调制波形具有半周期和四分之一周期对称的特性，因此表中仅需存储周期内对应的开关角，剩余周期内开关角可根据对称性原则来求取。

SHEPWM调制方法的实现

SHEPWM调制算法在DSP中断2中运行，因为调制算法中断(DSP中断2)频率远大于控制算法中断(DSP中断1)频率，因此可称DSP中断2为高速中断，假设设定为50kHz。以下方法得到A桥臂上管的脉冲，考虑到A、B桥臂的相位关系，这里就不在阐述B桥臂脉冲的生成了。

对A、B桥臂参考电压u_ab(交流量)取幅值，可以得到直流量U_ab。根据A、B桥臂参考电压幅值U_ab，计算出调制深度M，计算公式如下：

本发明中四象限变流器的开关频率f_k由四象限变流器所能允许的最大开关频率f_{k_max}经过一定计算得出。计算方法用最大开关频率f_{k_max}除以基频50Hz，得到最大载波比N_MAX，N_MAX＝f_{k_max}/50。取小于等于N_MAX的最大奇数N_{MAX_ji}作为实际的载波比。开关频率f_k等于N_{MAX_ji}乘以50Hz，f_k＝50×N_{MAX_ji}。

根据四象限变流器开关频率f_k，得到SHEPWM调制算法在周期内对应的开关角N，开关角当开关频率为550Hz时，因为基频是50Hz，载波比为11，因此开关角N＝5。

通过N可以得到内下不同M值对应的离线开关角度a_i，这里M不是连续的，是有一定间隔的。以N＝5为例，M间隔为0.05时，得到的离线角度a₁、a₂、a₃、a₄和a₅如下表所示：

表1

离线开关表存储在DSP的数据空间中。

根据实时M值和上表中的离线开关表进行线性差值查表计算，得到与当前实时M值对应的内角度x_i，当N＝5时，可以得到角度x₁、x₂、x₃、x₄和x₅。

由于SHEPWM调制波形具有半周期和四分之一周期对称的特性，因此可以根据周期内对应的开关角，得到2π全部周期所有的开关角度x₁、x₂、x₃..........及高低电平的趋势。

根据锁相环，计算得到调制发波角度θ。

根据计算得的开关角x_i(x₁、x₂、x₃……)逐个与最终调制发波角度进行相应计算和条件判断，可以发出相应的PWM脉冲来控制IGBT开关动作，消除特定次谐波。

发波的方法有强制比较脉冲方法和精确比较脉冲方法。

强制比较脉冲方法

强制比较脉冲方法的流程图如图6所示：

调制算法中断(DSP中断2)频率远大于控制算法中断(DSP中断1)频率，而根据锁相环计算得到调制发波角度θ是在控制算法中断(DSP中断1)中计算得到的。因此需要在调制算法中断(DSP中断2)中来补偿调制发波角度。

命名最终调制发波角度为θ_z，其计算分两种情况。一是当控制算法中断(DSP中断1)程序结束后，首次进入调制算法中断(DSP中断2)时，θ_z等于根据锁相环计算得到调制发波角度θ，即θ_z＝θ。二是其它情况下，θ_z等于上一次调制算法中断(DSP中断2)得到的角度加上ω*T_s，即θ_z＝θ_z+ωT_s，这里ω角频率，T_s为快速中断(DSP中断2)周期。

通过判断每次调制算法中断计算得到的发波角度θ_z处于开关角x_i(x₁、x₂、x₃……)的位置，来强制发脉冲。

发波角度θ_z处于x_i和x_i+1之间时，对开关角数和开关角次序编号分别取余，再对取余的结果进行异或逻辑运算，公式如下：

flag1＝mod(N,2)(7)

flag2＝mod(i,2)(8)

pluse＝XOR(flag1,flag2)(9)

若异或逻辑运算结果为真，ePWM模块中动作限定控制寄存器输出置高，即输出为高电平；

若异或逻辑运算结果为假，ePWM模块中动作限定控制寄存器输出置低，即输出为低电平；

强制比较脉冲方法方式容易实现，算法简单，但是按照这种发波方式，在一个快速中断周期内，若发波角不在中断周期的初始位置，则整个周期状态保持不变，只有进入下一个快速中断时刻才会响应，会产生最大一个中断周期的时延。

强制比较脉冲方式下发出的波形和理论的波形如图7所示，可见强制方式发出的脉冲与理论波形存在误差。

精确比较脉冲方法

精确比较脉冲方法的流程图如图8所示：

Δθ为两拍发波角度的差，因四象限网压频率变化不大，一般其频率稳定在50Hz，假设网压频率角速度等于ω，则Δθ＝ω*T_s，这里ω角频率，T_s为快速中断(DSP中断2)周期。

当(x_i+1-θ_z)>Δθ时，发波方式与强制比较脉冲方法相同。

当(x_i+1-θ_z)≤Δθ时，发波角度与固定角度x_i+1距离较近，为了提高PWM脉冲的准确性，需要利用DSP内部的ePWM模块，用比较发波的方式实现。

比较值计算的框图如图9所示：

图示仅为一个开关角对应的比较值计算，其他开关角对应的比较值计算方法一致，计算公式如下：

其中T_s为快速中断周期，T_CLK为ePWM模块时基时钟，θ_i+1为θ_z，θ_i+2为θ_z+ωT_s。

根据计算的比较值，更新比较寄存器中的值。当DSP计数等于cmpA时，触发上升沿或下降沿。

这种方式首先需要通过上一拍PWM脉冲的状态，来触发下一拍的上升沿或者下降沿。当上一拍为高电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发下降沿；当上一拍为低电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发上升沿。

图10为本发明提出的SHEPWM调制方式，采用改进型的发波方式，即比较值方式，若开关角处于相邻两个发波角之内，计算开关角在此中断周期内所处的位置，将该位置信息映射为ePWM模块中单增计数模式下比较寄存器的值，通过计算和更新比较值，可以精准控制波形在开关角处状态。得到的波形与理论波形比对，采用比较值方式得到的波形与理论波形基本一致，不会产生相位延迟。

图11为两种脉冲发波方法的示意图。

Claims (9)

1.一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于采用电压外环和电流内环为控制数据处理的核心环节，采用双闭环的矢量控制算法，电压外环控制数据处理步骤为：根据母线电压指令值与母线电压反馈值作差，输入PI控制器1；电流内环控制数据处理步骤为：电压外环的输出值作为电流内环的输入与锁相环输出的相位角的余弦值相乘，再与变压器副边绕组电流作差，作为电流内环PR控制器的输入，PR控制器输出结果与变压器副边绕组电压作差，即得到整流桥交流侧调制波信息；调制波信息输入到DSP的PWM调制程序，调制阶段采用高速中断模式，根据SHEPWM调制方法，实时计算出A、B桥臂控制所需的占空比，经DSP中ePWM模块调制出相应PWM脉冲，进而控制IGBT的开通和关断。

2.根据权利要求1所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于母线电压反馈值的给定方式有两种，根据母线阈值U_throd来进行切换，若母线电压经过陷波器滤波后的值U_{dc_pf}未超过阈值，即U_{dc_pf}≤U_throd，母线电压反馈值若母线电压经过陷波器滤波后的值U_{dc_pf}超过阈值，即U_{dc_pf}>U_throd，母线电压反馈值u_s表示四象限整流器输入电压，i_s表示变压器副边绕组电流，根据能量守恒原则，负载功率等于四象限输入功率求出k值大小，计算公式如下：U_dc×i_L×△t＝(U_throd+u_s×i_s×k)×i_s×△t，其中，△t为程序控制周期，i_L表示负载侧输出电流。

3.根据权利要求1或2所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于锁相环可通过软件编程方式实现数字锁相环，θ^*是电网电压过零时刻的指令值，其与锁相环输出的电网相位估算值θ的差值△θ作为PI控制器2的输入，PI控制器2的输出再与锁相环中心角频率ω₁相加，数字锁相环通过带有反馈调节的PI控制器2调节△θ为零，得到电网角频率的修正值。

4.根据权利要求2所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于PWM调制过程为：对四象限桥臂参考电压u_ab取幅值，可以得到直流量U_ab，根据桥臂参考电压幅值U_ab，计算出调制深度M，根据四象限变流器开关频率f_k，得到开关角N，通过开关角N可以得到不同M值对应的离线开关角度a_i，根据实时M值和离线开关表进行线性差值查表，得到与当前实时M值对应的角度x_i，利用最终调制发波角度为θ_z和角度x_i进行比较，当(x_i+1-θ_z)>Δθ时，发波方式与强制比较脉冲方法相同；当(x_i+1-θ_z)≤Δθ时，发波角度与固定角度x_i+1距离较近，为了提高PWM脉冲的准确性，需要利用DSP内部的ePWM模块，用比较发波的方式实现，最终调制发波角度为θ_z计算分两种情况，一是当控制算法中断程序结束后，首次进入调制算法中断时，θ_z等于根据锁相环计算得到调制发波角度θ，即θ_z＝θ，二是其它情况下，θ_z等于上一次调制算法中断得到的角度加上ω*T_s，即θ_z＝θ_z+ωT_s，这里ω角频率，T_s为快速中断周期。

5.根据权利要求4所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，比较发波的方式为：求得占空比其中T_s为快速中断周期，T_CLK为ePWM模块时基时钟，θ_i+1为θ_z，θ_i+2为θ_z+ωT_s，cmpA和PRD输入到DSP中ePWM模块，当DSP计数等于cmpA时，ePWM模块发出上升沿或下降沿；ePWM模块首先需要通过上一拍PWM脉冲的状态，来触发下一拍的上升沿或者下降沿，当上一拍为高电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发下降沿；当上一拍为低电平时，下一拍计数器等于cmpA时则触发上升沿。

6.根据权利要求5所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于四象限变流器开关频率f_k计算方法为用最大开关频率f_{k_max}除以基频50Hz，得到最大载波比N_MAX，N_MAX＝f_{k_max}/50，取小于等于N_MAX的最大奇数N_{MAX_ji}作为实际的载波比，开关频率f_k等于N_{MAX_ji}乘以50Hz，f_k＝50×N_{MAX_ji}。

7.根据权利要求6所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于根据四象限变流器开关频率f_k，得到SHEPWM调制算法在周期内对应的开关角N，开关角

8.根据权利要求7所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于通过N可以得到内下不同M值对应的离线开关角度a_i，离线开关表存储在DSP的数据空间中，根据实时M值和上表中的离线开关角进行线性差值查表计算，得到与当前实时M值对应的内角度x_i，由于SHEPWM调制波形具有半周期和四分之一周期对称的特性，因此可以根据周期内对应的开关角，得到2π全部周期所有的开关角度x₁、x₂、x₃..........及高低电平的趋势。

9.根据权利要求2所述的一种直驱永磁电力机车四象限变流器控制策略和调制方法，其特征在于陷波器的传递函数如下：ω₀＝2×π×f_x＝200π，其中，A为滤波器增益，Q为品质因数，ω₀为陷波器的特征角频率，选定好合适参数后，再经过离散化处理，得到计算机可处理的数字滤波器。