CN112054693B - 一种双有源桥非对称占空比优化调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种双有源桥非对称占空比优化调制方法，所述方法包括：S1、基于所述DAB转换器中开关的导通顺序及时长确定所述DAB转换器的工作模式；S2、求解各工作模式的稳态特征；S3、以电感电流峰峰值最小为优化目标，利用KKT条件下求出各工作模式下的最小峰值电流；S4、对各工作模式的最优值进行比较，得到全局最优解。与现有技术相比，本发明具有更小的电感电流有效值，更宽的软开关范围，能够降低DAB变换器的导通损耗及开关损耗，提高转换效率。此外，本发明公开的方法过程简单，更易实现。

Description

一种双有源桥非对称占空比优化调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子控制技术领域，具体涉及一种双有源桥非对称占空比优化调制方法。
背景技术
近年来，随着分布式电源以及储能系统的快速发展，双向隔离变换器(IBDC)的需求越来越大。双有源全桥双向DC/DC(DAB)变换器由于结构对称、控制简单、功率密度高、效率高、模块化等优点成为双向隔离变换器中的核心拓扑结构，被广泛应用于电力电子变压器、电动汽车、电池储能并网系统等。
传统的DAB变换器调制方式是相移调制(PSM)，它通过调节变换器原副边全桥之间移相角(外部移相角)来控制传输功率的方向和大小。尽管PSM方法简单，但当输入输出不匹配时，零电压开关(ZVS)操作将丢失，从而增加开关损耗。此外，大量的无功功率增加了电感电流的均方根值，导致了较高的导通损耗。因此，它的转换效率降低，特别是在轻负载下。
因此，如何降低DAB变换器的开关损耗及导通损耗，提高转换效率，成为了本领域技术人员急需解决的问题。
发明内容
针对现有技术存在的上述不足，本发明实际解决的问题包括：如何降低DAB变换器的开关损耗及导通损耗，提高转换效率。
为解决上述技术问题，本发明采用了如下的技术方案：
一种双有源桥非对称占空比优化调制方法，所述方法应用于双有源桥转换器，所述双有源桥转换器包括一次侧部分和二次侧部分，一次侧部分包括H桥H1，且H桥H1中包含有开关S1至S4、滤波电容器C1，二次侧部分包括H桥H2，且H桥H2中包含有开关Q1至Q4、滤波电容器C2，所述双有源桥转换器还包括高频变压器T，等效电感器L；
所述方法包括：
S1、基于所述双有源桥转换器中开关的导通顺序及时长确定所述双有源桥转换器的工作模式；
S2、求解各工作模式的稳态特征；
S3、以电感电流峰峰值最小为优化目标，在KKT条件下求出各工作模式下的最小峰峰值电流；
S4、对各工作模式的最优值进行比较，得到全局最优解；
S5、以得到的全局最优解进行调制。
优选地，开关S1和S3的导通时间相等，开关S2和S4的导通时间相等，S2和S4的导通时间小于或等于半周期，定义为D1Ts；开关Q1和Q3的导通时间相等，开关Q2和Q4的导通时间相等，S2和S4的导通时间小于或等于半周期，定义为D2Ts；开关S1和Q1的导通之间的外部相移角定义为D3Ts；D1、D2及D3均为调制变量，其D1和D2小于或等于0.5，Ts表示双有源桥转换器的切换周期；所述双有源桥转换器的工作模式包括：
Mode I，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段、S2导通阶段，各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts、(1-D1)Ts，此时，D2Ts-D3Ts≥D1Ts；
Mode II，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D1Ts-D3Ts≤D2Ts，D2Ts≤D1Ts+D3Ts，D2Ts≤(1-D1)Ts-D3Ts；
Mode III，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≥(1-D1)Ts
Mode IV，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、Q3导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D2Ts+D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≤D1Ts。
优选地，步骤S2中，稳态特征包括传输功率及电感电流峰峰值；
各工作模式的传输功率标幺化结果如下，
Figure GDA0003468988220000031
各工作模式的电感电流峰峰值标幺化结果如下，
Figure GDA0003468988220000032
式中，M为电压转换比，M＝KV2/V1,V1为变换器输入电压,V2为变换器输出电压,K为变压器变比，P'为传输功率的标幺值,I'p-p为电感电流峰峰值的标幺值。
优选地，当传输功率的标幺值在(0，πM(3M+1)(1-M)/8)范围内时，全局最优解如下，
Figure GDA0003468988220000033
当传输功率的标幺值在(πM(3M+1)(1-M)/8,πM/4)范围内时，全局最优解如下，
Figure GDA0003468988220000034
式中，D1,opt、D2,opt及D3,opt为最优调制变量。
与现有技术相比，本发明通过对非对称占空比调制方式电感电流峰峰值的优化，得到了一种双有源桥非对称占空比优化调制方法，该方案和目前的一些优化方案相比，具有更小的电感电流有效值，更宽的软开关范围，能够降低DAB变换器的导通损耗及开关损耗，提高转换效率。此外，该方案过程简单，更易实现。
附图说明
为了使申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：
图1为本发明公开的一种双有源桥非对称占空比优化调制方法的流程图
图2是双有源全桥双向DC/DC变换器的拓扑结构图；
图3为非对称占空比调制方案的典型波形图；
图4为D1Ts，1-D1Ts，D2Ts+D3Ts，D3Ts和D3Ts+1-D2Ts的可能的顺序图；
图5(a)至图5(d)为非对称占空比调制方式的模态分类图；
图6(a)至图6(d)为不同功率段的比较图；
图7(a)至图7(d)为不同调制策略的效率对比图；
图8为动态切换波形图；
图9(a)至图9(d)为不同电压转换比M＝NV2/V1情况下，不同调制策略的电感电流有效值对比图；
图10(a)至图10(d)为不同调制策略的软开关范围的对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。
如图1所示，本发明公开了一种双有源桥非对称占空比优化调制方法，所述方法应用于双有源桥转换器，如图2所示，所述双有源桥转换器包括一次侧部分和二次侧部分，一次侧部分包括H桥H1，且H桥H1中包含有开关S1至S4、滤波电容器C1，二次侧部分包括H桥H2，且H桥H2中包含有开关Q1至Q4、滤波电容器C2，所述双有源桥转换器还包括高频变压器T，等效电感器L；
所述方法包括：
S1、基于所述双有源桥转换器中开关的导通顺序及时长确定所述双有源桥转换器的工作模式；
S2、求解各工作模式的稳态特征；
S3、以电感电流峰峰值最小为优化目标，在KKT条件下求出各工作模式下的最小峰峰值电流；
S4、对各工作模式的最优值进行比较，得到全局最优解；
S5、以得到的全局最优解进行调制。
如图9(a)至图9(d)所示，本发明提出的双有源桥非对称占空比优化调制方法(OADM)具有一定的优势，相对FDM和PSM，只是当M越偏离1时，得到的电感电流有效值比GOM略差，尤其是中低功率段。
如图10(a)至图10(d)所示，阴影区域表示不能够实现软开关的区域，可以看出本发明提出的调制策略在软开关层面，比GOM和PSM都要宽。整体上，从有效值和软开关层面，本发明提出的OADM都很好的改善了其相应的性能。
综上所述，本发明与目前的一些优化方案相比，具有更小的电感电流有效值，更宽的软开关范围，能够降低双有源桥变换器的导通损耗及开关损耗，提高转换效率。此外，该方案过程简单，更易实现。
如图3所示，为ADM控制双有源桥变换器的的典型波形。对于一次侧开关S1至S4，开关S1和S3(S2和S4)的导通时间相等，S2和S4的导通时间小于或等于半周期，定义为D1Ts。同样，对于二次侧开关Q1至Q4，开关Q1和Q3(Q2和Q4)的导通时间相等，Q2、Q4的导通时间小于或等于半周期，定义为D2Ts。此外，开关S1和Q1的导通之间还存在一个外部相移角D3Ts。显然，D1和D2小于或等于0.5，而D3的范围则需要根据传输功率的方向哈大小确定。D3的大小和传输功率的方向和大小的关系，下面对图3的典型波形进行傅里叶分析。
理论上，任何周期函数都可以用无穷级数的正余弦函数来表示。因此，根据傅里叶分析和电路特性，vp和vs可以表示为
Figure GDA0003468988220000051
式中，vp表示变压器输入电压，vs表示变压器输出电压，n表示叠加的自然数，n＝1,2,3，N表示变压器变比，ω表示角频率。
电流初始值iL可以通过vp和vs相互作用得到，
Figure GDA0003468988220000052
其中：
Figure GDA0003468988220000053
电感电流RMS对于变换器的运行至关重要，因为它与传导损耗有关。因此，可以得出ILms为电感电流有效值。
Figure GDA0003468988220000061
接着,输出功率P可由vp与iL相乘，然后积分求平均值得出
Figure GDA0003468988220000062
所以，可以看出，要想传输正向功率，D3需要大于零,反之亦然。双有源桥转换器的建模和分析是优化的基础。目前，采用建模和分析方法来获得双有源桥转换器的稳态特性，可以将其分为时域分析(TDA)和频域分析(FDA)。基于TDA的方法直观而精确，这是大部分学者使用最广泛的方法。通常，对于TDA下的研究，有必要将转换周期划分为不同的阶段并得出相应的模型。相反，基于FDA的建模不需要以不同的方式进行讨论，并且建模过程很简单。但是，通过这种方法获得的稳态特性不利于从基本形式和高阶形式获得准确或直接的优化结果。因此，为了获得能够实时在线调节的稳态算法，本发明选择时域分析方法。
本发明主要采用时域分析的方法对非调制方式下的模态分进行了详细的讨论并对稳态特征进行了求取。从图3中可以看出，vp处于0和D1Ts之间的高电平状态，D1Ts和1-D1Ts之间的零电平状态，以及1-D1Ts和1之间的低电平状态。同样，vs在D2Ts+D3Ts、D3Ts和D3Ts+1-D2Ts时刻其状态变化。因此，D1Ts，1-D1Ts，D2Ts+D3Ts，D3Ts和D3Ts+1-D2Ts的值决定了操作波形，从而决定了不同的工作模式。需要注意的是，D1Ts和D3Ts只能定位在周期的前半部分，而1-D1Ts和D3Ts+1-D2Ts只能定位在周期的后半部分。同时，D3Ts-D2Ts确实比D3Ts+1大。另外，如果D1Ts小于D3Ts，则会带来很大的无功功率。因此，在图4中可以说明它们的可能顺序，并且有如下四种操作模式。
Mode I，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段、S2导通阶段，各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts、(1-D1)Ts，此时，D2Ts-D3Ts≥D1Ts；
Mode II，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D1Ts-D3Ts≤D2Ts，D2Ts≤D1Ts+D3Ts，D2Ts≤(1-D1)Ts-D3Ts；
Mode III，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≥(1-D1)Ts
Mode IV，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、Q3导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D2Ts+D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≤D1Ts。
在每一个阶段，只有对应的开关管动作，其他的开关管的状态保持和最开始一样，以Mode I为例，我们这里最开始设定的是导通的S1，此时其余开关管都是关断的，接着是其他开关管动作。当进入下一阶段时，之前导通的开关维持导通，直到桥臂上另一开关导通时，此开关才断开，实现一个桥臂上的开关管互补导通。
如图3所示，在一个切换周期内，采用分段线性计算方法对解进行分析，将周期划分为6个区间(t0-t1)、(t1-t2)、(t2-t3)、(t3-t4)、(t4-t5)和(t5-t6)，如图3所示。为了方便起见，所有参数都转换到变压器一次侧。然而，由于vp和vs在不同的时间间隔内的表达式不同，相应的电感电流表达式也不同，可以推导为
Figure GDA0003468988220000071
根据开关周期内电流的安秒平衡，可以推导出电流与x轴所围成的正面积应等于负面积。结合上式，电流初始值可计算为：
Figure GDA0003468988220000081
在modeI中，电感器电流在t0处达到最小值，而在t2达到其最大值，结合上式，得到：
Figure GDA0003468988220000082
然后，通过等式Imax和Imin的相减，可以得到电感器峰峰值为
Figure GDA0003468988220000083
fs表示开关频率，可以看出，电感电流峰峰值是一个非常简单的表达式。另外，它可以看成是电感电流有效值的另一种形式，其大小直接和导通损耗的大小相关。为了得到简单的稳态算法，本发明选择以电感电流峰峰值最小的表达式作为优化目标。为了使得表达式在优化时更为简单，选择了电感电流和传输功率的基准值分别为Ibase＝V1/(2fsL)和Pbase＝V1 2/(2fsL)。
本发明选择电感电流峰峰值最小为优化目标。
此外，本发明中对每一种工作模式的稳态表达式进行了求取，包括传输功率，电感电流，电感电流有效值以及电感电流峰峰值等，为了便于优化，还对这些稳态表达式进行了标幺化。
各工作模式的传输功率标幺化结果如下，
Figure GDA0003468988220000084
各工作模式的电感电流峰峰值标幺化结果如下，
Figure GDA0003468988220000085
式中，M为电压转换比，M＝KV2/V1,V1为变换器输入电压,V2为变换器输出电压,K为变压器变比，P'为传输功率的标幺值,I'p-p为电感电流峰峰值的标幺值。
本发明选择电感电流峰峰值最小为优化目标，针对每种模式都获得了最佳路径。然后，通过比较这些路径，得出全局最优解。首先，此优化可以表示为
目标I′p-p(D1,D2,D3)
约束条件P′(D1,D2,D3)-P*≤0
hi(D1,D2,D3)＝0(i＝1,2，...,n)
式中，P*为给定传输功率值，hi(D1,D2,D3)为控制变量的边界条件。对于此类问题的求解，可以利用KKT条件进行求解，最终得到了每个模态(工作模式)的最优解，然后对各个模态的解进行比较，如图6(a)至图6(d)所示。最终得到了整个负载范围的优化解。其整个负载范围内被分割成了两段，这里分别定义为低功率段和高功率段，其分界线为πM(3M+1)(1-M)/8。
因此，全局最优解如下，
Figure GDA0003468988220000091
当传输功率的标幺值在(πM(3M+1)(1-M)/8,πM/4)范围内时，全局最优解如下，
Figure GDA0003468988220000092
式中，D1,opt、D2,opt及D3,opt为最优调制变量。
图7(a)至图7(d)给出了本发明(OADM)和其他调制策略的效率对比，可以看出本发明提高效率的效果更加明显。
图8给出了负载的跳变，可以看出本发明从小功率跳变到大功率，或者大功率跳变到小功率都没有出现明显的过电压和过电流，同时切换在一个周期内就完成了，可以做到无缝过渡。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过参照本发明的优选实施例已经对本发明进行了描述，但本领域的普通技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (3)

1.一种双有源桥非对称占空比优化调制方法，其特征在于，所述方法应用于双有源桥转换器，所述双有源桥转换器包括一次侧部分和二次侧部分，一次侧部分包括H桥H1，且H桥H1中包含有开关S1至S4、滤波电容器C1，二次侧部分包括H桥H2，且H桥H2中包含有开关Q1至Q4、滤波电容器C2，所述双有源桥转换器还包括高频变压器T，等效电感器L；其中，开关S1和S3的导通时间相等，开关S2和S4的导通时间相等，S2和S4的导通时间小于或等于半周期，定义为D1Ts；开关Q1和Q3的导通时间相等，开关Q2和Q4的导通时间相等，S2和S4的导通时间小于或等于半周期，定义为D2Ts；开关S1和Q1的导通之间的外部相移角定义为D3Ts；D1、D2及D3均为调制变量，其D1和D2小于或等于0.5，Ts表示双有源桥转换器的切换周期；所述双有源桥转换器的工作模式包括：
Mode I，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段、S2导通阶段，各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts、(1-D1)Ts，此时，D2Ts-D3Ts≥D1Ts；
Mode II，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、Q3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、D2Ts+D3Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D1Ts-D3Ts≤D2Ts，D2Ts≤D1Ts+D3Ts，D2Ts≤(1-D1)Ts-D3Ts；
Mode III，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q3导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D2Ts+D3Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≥(1-D1)Ts
Mode IV，从一个切换周期开始到结束，依次为S1及S4导通阶段、Q4及Q1导通阶段、Q3导通阶段、S3导通阶段、S2导通阶段、Q2导通阶段，各阶段的时序时长分别为各阶段的时序时长分别为D3Ts、D2Ts+D3Ts、D1Ts、(1-D1)Ts、D3Ts+(1-D2)Ts，此时，D2Ts+D3Ts≤D1Ts；
所述方法包括：
S1、基于所述双有源桥转换器中开关的导通顺序及时长确定所述双有源桥转换器的工作模式；
S2、求解各工作模式的稳态特征；
S3、以电感电流峰峰值最小为优化目标，在KKT条件下求出各工作模式下的最小峰峰值电流；
S4、对各工作模式的最优值进行比较，得到全局最优解；
S5、以得到的全局最优解进行调制。
2.如权利要求1所述的双有源桥非对称占空比优化调制方法，其特征在于，步骤S2中，稳态特征包括传输功率及电感电流峰峰值；
各工作模式的传输功率标幺化结果如下，
Figure FDA0003468988210000021
各工作模式的电感电流峰峰值标幺化结果如下，
Figure FDA0003468988210000022
式中，M为电压转换比，M＝KV2/V1,V1为变换器输入电压,V2为变换器输出电压,K为变压器变比，P'为传输功率的标幺值,I'p-p为电感电流峰峰值的标幺值。
3.如权利要求2所述的双有源桥非对称占空比优化调制方法，其特征在于，当传输功率的标幺值在(0，πM(3M+1)(1-M)/8)范围内时，全局最优解如下，
Figure FDA0003468988210000023
当传输功率的标幺值在(πM(3M+1)(1-M)/8,πM/4)范围内时，全局最优解如下，
Figure FDA0003468988210000024
式中，D1,opt、D2,opt及D3,opt为最优调制变量。
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