CN104201969A - 内燃机车变流器中半导体器件的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及交流器中功率器件的控制方法，具体为内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，包括异步SPWM调制方法、同步SPWM调制方法、特定消谐SHEPWM调制方法和单脉冲调制方法；在电机低频段采用异步SPWM调制方法；随着电机转速的上升载波比逐渐减小时开始启用同步SPWM调制方法；当载波比低于10时启用特定消谐SHEPWM调制方法，当电机输入电压达到额定值时，最后由特定消谐SHEPWM调制方法过渡到单脉冲调制方法。本发明通过合理的调制方法有效解决了内燃机车变流器IGBT在较低的开关频率下谐波大、损耗大的问题，并已在内燃机车变流器上成功应用，取得了良好的社会效益和经济效益。

Description

内燃机车变流器中半导体器件的调制方法

技术领域

本发明涉及交流器中功率器件的控制方法，具体为内燃机车变流器中半导体器件的调制方法。

背景技术

在内燃机车交流传动控制中，交流器的输出端和电机的输入端连接，交流器输出的三相电作为电机的输入三相电，电机做功，交流传动控制中所用的变流器普遍采用大功率半导体器件，如IGBT、IGCT、GTO等，受到散热等条件的限制，大功率半导体器件的最大开关频率常常只有几百赫兹，但是输出调制波频率最高可达到100～200Hz，因此载波比会在很大的范围内变化，因此须合理使用PWM调制策略以满足大功率半导体器件在不同频率区段的控制要求。当载波比很低时，如果采用同步SPWM调制方法，将会产生较大的低次谐波和电压误差，并且很难过渡到方波工况，此时一般需要转入优化PWM调制，对输出电压波形进行一定的优化。

发明内容

本发明为了解决交流器中大功率半导体器件的控制方法不合理的问题，提供了内燃机车变流器中半导体器件的调制方法。

本发明是采用如下的技术方案实现的：内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，包括异步SPWM调制方法、同步SPWM调制方法、特定消谐SHEPWM调制方法和单脉冲调制方法；

在电机低频段采用异步SPWM调制方法；随着电机转速的上升载波比逐渐减小时开始启用同步SPWM调制方法；当载波比低于10时启用特定消谐SHEPWM调制方法，当电机输入电压达到额定值时，最后由特定消谐SHEPWM调制方法过渡到单脉冲调制方法。

工作时，在电机的低频段采用异步SPWM调制方法，可充分利用交流器中半导体器件的开关频率，随着电机转速的上升、载波比逐渐减小则开始启用同步SPWM调制方法，确保交流器三相输出的对称性，消除寄生谐波；当载波比低于10时，启用特定消谐SHEPWM调制方法，从而减小电流低次谐波对系统性能的不利影响，最后为了充分利用交流器中直流母线电压，电机工作于基频以上时由特定消谐SHEPWM调制方法过渡到单脉冲调制方法。

上述的内燃机车变流器IGBT的调制方法，异步SPWM调制方法和同步SPWM调制方法采用不对称规则采样法，不对称规则采样法是既在载波三角波的顶点对称轴位置采样，又在三角波的底点对称轴位置采样，也就是每个载波周期采样两次，这样所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度会比对称规则采样法大大提高。

本发明了提供了内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，在非方波模式下，采用双PI电流环分别控制交直轴的电流，同时控制电压矢量的幅值和角度，从而达到控制电机转矩的目的。但当进入方波模式以后，电压矢量的幅值是固定的，直流电压的利用率达到最大，此时由于电压幅值不可控，而电压相位可以改变。在此情况下，仅仅通过控制电压相位无法兼顾对转矩闭环和励磁闭环的控制。为此，在方波模式下，将PI控制器切除，此时只通过给定值来计算电压矢量，系统处于开环状态，这样系统即可在SHEPWM模式和方波模式间平滑切换。本发明通过合理的调制策略有效解决了内燃机车变流器IGBT在较低的开关频率下谐波大、损耗大的问题，并已在内燃机车变流器上成功应用，取得了良好的社会效益和经济效益。

附图说明

图1是不对称规则采样SPWM原理图。

图2是奇数个开关角SHEPWM波形图。

图3是偶数个开关角SHEPWM波形图。

图4是内燃机车变流器调制方法图。

具体实施方式

内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，包括异步SPWM调制方法、同步SPWM调制方法、特定消谐SHEPWM调制方法和单脉冲调制方法；

在电机低频段采用异步SPWM调制方法；随着电机转速的上升载波比逐渐减小时开始启用同步SPWM调制方法；当载波比低于10时启用特定消谐SHEPWM调制方法，当电机输入电压达到额定值时，最后由特定消谐SHEPWM调制方法过渡到单脉冲调制方法。

上述的内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，异步SPWM调制方法和同步SPWM调制方法都采用不对称规则采样法。

由图1可得，当在三角载波的顶点对称轴位置t1时刻采样时，则有

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{off}1}=\frac{T_c}{4}-a\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{T_c}{4}+a\end{array}\right.---\left(1\right)$

当在三角载波的底点对称轴位置t2时刻采样时，则有

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}2}=\frac{T_c}{4}+b\\ t_{\mathrm{off}2}=\frac{T_c}{4}-b\end{array}\right.---\left(2\right),$ 式中，T_c表示三角载波周期，a为一个载波周期内第一个四分之一载波周期IGBT的导通时间，b为一个载波周期内最后一个四分之一载波周期IGBT的导通时间，

利用三角形相似的性质，可得

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{off}1}=\frac{T_c}{4}(1-\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin \mathrm{\ω}{t}_1)\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{T_c}{4}(1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin \mathrm{\ω}{t}_1)\\ t_{\mathrm{on}2}=\frac{T_c}{4}(1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin \mathrm{\ω}{t}_2)\\ t_{\mathrm{off}2}=\frac{T_c}{4}(1-\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin \mathrm{\ω}{t}_2)\end{array}\right.---\left(3\right),$ M为调制深度，是调制波幅值与载波幅值的比值，

由于每个三角载波周期采样2次，所以

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}{t}_1=\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}\\ \mathrm{\ω}{t}_2=\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\π}{f}_s{T}_c\end{array}\right.---\left(4\right),$ 式中，f_s为电机定子频率，θ为电压矢量角，

所以生成的SPWM波脉宽为

$t_{\mathrm{on}}=t_{\mathrm{on}1}+t_{\mathrm{on}2}=\frac{T_c}{2}\{1+\frac{2}{\mathrm{\π}}M[\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})+\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\π}{f}_s{T}_c)\left]\right\}---\left(5\right);$

以上为单相SPWM波生成的数学模型，如果生成三相SPWM波，必须使用三条正弦波和同一条三角载波求交点，所以同理即可得到三相的不对称规则采样的SPWM波，则顶点采样时有

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}1}^A=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})]\\ t_{\mathrm{on}1}^B=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{4}{3}\mathrm{\π})]\\ t_{\mathrm{on}1}^C=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})]\end{array}\right.---\left(6\right);$

底点采样时有

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}2}^A=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\π}{f}_s{T}_c)]\\ t_{\mathrm{on}2}^B=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{4}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\π}{f}_s{T}_c)]\\ t_{\mathrm{on}2}^C=\frac{T_c}{4}[1+\frac{4}{\mathrm{\π}}M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\π}{f}_s{T}_c)]\end{array}\right.---\left(7\right);$

因此，三相SPWM波的每相的脉宽为

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}^A=t_{\mathrm{on}1}^A+t_{\mathrm{on}2}^A\\ t_{\mathrm{on}}^B=t_{\mathrm{on}1}^B+t_{\mathrm{on}2}^B\\ t_{\mathrm{on}}^C=t_{\mathrm{on}1}^C+t_{\mathrm{on}2}^C\end{array}\right.---\left(8\right).$

所述特定消谐SHEPWM调制方法与采用不规则对称的SPWM调制方法相比：可降低功率器件的开关频率，因而开关损耗降低；在开关次数相等的情况下，输出电压、电流的质量较高，这可降低对输入和输出滤波器的要求；同时消除了低次谐波，因此电流脉动、转矩脉动大大减少，特定消谐SHEPWM调制方法是通过对电压波形脉冲缺口位置的合理安排和设置，以求达到既能控制输出电压基波大小，又能有选择的消除交流器输出电压中某些特定谐波的目的。错误！未找到引用源。2和图3展示了两种SHEPWM波形，每周期均有4N+2(N是四分之一载波周期IGBT的开关次数)次开关状态，图2中波形和图3中波形均是半周期和四分之一周期对称，N为奇数时采用图2中波形，N为偶数时采用图3中波形，图2中波形起始状态为低电平，图3中波形起始状态为高电平，图2中波形和图3中波形用傅里叶级数统一表示为：

$u\left(\mathrm{\ωt}\right)=\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+b_n\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)]---\left(9\right),$

其中 $a_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{U}_0\left(t\right)\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt},b_n=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{U}_0\left(t\right)\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{d\ωt},$ U₀(t)是电压基波值，

因SHEPWM波在基波π/2+kπ处具有轴对称性，kπ处具有点对称性，数学表达式即

u(ωt)＝-u(ωt+π)

                            (10)，

u(ωt)＝u(π-ωt)

将式代入a_n,b_n可得，a_n始终为0，当n为偶数时，b_n为0，当n为奇数时

$b_n={(-1)}^N\frac{2U_d}{\mathrm{n\π}}[1+2\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos \left(n{\mathrm{\α}}_k\right)]---\left(11\right),$ U_d表示直流电压值，

式中，a_k为[0,π/2]区间内N个开关角中的第k个，n为谐波次数，

对于三相对称系统，三的整数倍次谐波电压不会产生谐波电流，对电机转矩不影响，因此n＝6k±1，根据以上所述，特定消谐方程组如式

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{o1}=b_1={(-1)}^N\frac{2U_d}{\mathrm{\π}}[1+2\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos \left({\mathrm{\α}}_k\right)]\\ b_n={(-1)}^N\frac{2U_d}{\mathrm{n\π}}[1+2\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^k\cos \left(n{\mathrm{\α}}_k\right)]=0\end{array}\right.,n=6k\±1---\left(12\right),$

消谐方程组中有N个变量α₁,α₂,α₃.....α_N，使基波幅值U_o1为一指定值，方程组中后N-1个方程就构造了四分之一周期内用N个开关角来消除N-1个特定谐波的特定消谐技术的数学模型。特别说明的是：N为奇数时，消除谐波次数n最大为3N-2，即算得的N个开关角最多可以消除3N-2次谐波；N为偶数时，n最大为3N-1。

所述单脉冲调制为特定消谐SHEPWM调制方法的N为0时的情况。

具体实施时，不对称规则采样SPWM波由DSP的事件管理器产生，通过测速转换以得到调制波的频率f，并由式(6)-(8)分别计算出在下一个载波周期中三个比较寄存器的值，当计数值匹配的时候，DSP的PWM引脚产生电平翻转，在定时器向上和向下计数的时候，数值匹配分别发生一次，即在一个周期内翻转2次，产生SPWM波信号。只要在每个脉冲周期根据在线计算改写比较寄存器的值，就可实时改变脉冲占空比。

特定消谐SHEPWM波的开关角度通过方程(11)计算，通过数值迭代计算结合遗传算法，设定合理的目标函数，利用遗传算法在全局内寻找某一特定调制比M值的超越方程解；以遗传算法算得的解作为数值迭代法的初值进行迭代，求出当前调制比M值的超越方程精确解；根据开关角轨迹的连续性，以前一调制比M值的方程组解作为当前调制比M值的迭代初值求出当前M值的方程组解，从而得到整个调制比M范围内的开关角轨迹，将离线计算的开关角存入DSP中。由于角度是离线计算的，所以发波方式为强制赋值DSP的PWM管脚，为了保证发波的精度，设置了一个50μs的高速中断，在高速中断中计算电压矢量角度，并将其处理成发波角度，通过将这个发波角度与当前调制比M和开关角数N所查出的SHEPWM角度比较，在相应的开关角的位置，强制置高或置低DSP的PWM相应的管脚，从而发出SHEPWM，为了保证消谐的效果，SHEPWM在一个电周期内只查一次表。主中断用于进行控制算法的实现，其中嵌套高速中断，高速中断的优先级高于主中断。

Claims (2)

1.内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，其特征在于包括异步SPWM调制方法、同步SPWM调制方法、特定消谐SHEPWM调制方法和单脉冲调制方法；

在电机低频段采用异步SPWM调制方法；随着电机转速的上升载波比逐渐减小时开始启用同步SPWM调制方法；当载波比低于10时启用特定消谐SHEPWM调制方法，当电机输入电压达到额定值时，最后由特定消谐SHEPWM调制方法过渡到单脉冲调制方法。

2.根据权利要求1所述的内燃机车变流器中半导体器件的调制方法，其特征在于异步SPWM调制方法和同步SPWM调制方法都采用不对称规则采样法。