CN100471023C - 一种应用于三电平高压变频器的混合调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于三电平高压变频器调制技术，其特征在于针对三电平NPC变频器，在频率小于45Hz时采用异步SVPWM，开关频率为600Hz，在45Hz以上采用特定消谐PWM，开关点数为7。从而避免了空间矢量PWM高频时谐波特性变差和特定消谐PWM在低频时存储量大的缺点，使变频器在整个工作范围内都可以有效的抑制低次谐波，同时在高频时改善了波形质量，减少了发热损耗，降低了对滤波器的要求，提高了系统效率。相应地，由于采用固定角度切换的方法，保证了两者之间的平滑切换，保证了系统的安全与可靠。

Description

一种应用于三电平高压变频器的混合调制方法

技术领域

本发明属于电力电子应用技术领域，针对三电平高压变频器的PWM脉冲产生，在低频时采用空间矢量PWM，直流母线电压利用率高，易于数字化，在高频时采用特定消谐PWM，消除了低次谐波，提高了波形质量，可以大大减少发热损耗。采用固定角度切换的方法，保证了两种PWM间的平滑切换。

背景技术

二极管中点钳位(Neutral Point Clamped)三电平逆变器和两电平相比，可以用低耐压器件实现高压大容量，输出波形更接近正弦，在相同直流母线电压下降低器件的承压应力，是高压变频器的主要应用方案之一。图1是三电平二极管中点钳位型的电路拓扑结构，以A相为例，当上桥臂两个管子S_a1和S_a2导通时，A相输出电压为+U_dc/2，当中间两个管子S_a2和S_a3导通时，A相输出电压为0，当下桥臂两个管子S_a3和S_a4导通时，A相输出电压为—U_dc/2，总共可以输出三种电压状态，而两电平只能输出两种电压状态+U_dc/2和—U_dc/2，所以三电平输出波形更接近正弦波，波形质量更高。

PWM控制技术是三电平NPC逆变器实用化的一项关键技术，目前应用于三电平的PWM调制方法主要有空间矢量PWM(Space Vector PWM，以下简记为SVPWM)和特定消谐PWM(Selective Harmonic Eliminated PWM，以下简记为SHEPWM)。SVPWM将逆变器和电机看成一个整体，具有转矩脉动小，噪声低和电压利用率高等优点，目前被广泛用于变频调速中，，但采用异步调制在高频时由于载波比变小，谐波特性变差。SHEPWM通过优化开关时刻，可以用较少的开关次数消除低次谐波。其主要优点是：在同样的开关次数下，输出波形质量高，转矩和电流脉动小；降低了对滤波器的要求，可以减小滤波器体积；在同样的波形质量下，开关次数低，损耗小，尤其适合对开关频率有限制的高压大功率场合；直流母线电压利用率高。缺点是开关角度固定，需要离线计算，难以在线实现，控制不够灵活，尤其是低频时由于开关角度较多，对存储量要求较高。

目前关于三电平PWM技术的研究多是采用单独一种PWM方法，如何同时采用两种PWM方式并保证二者之间的平滑切换尚未见诸公开发表的论文及相关专利。

发明内容

本发明的目的是针对现在变频器中通常采用的PWM方法进行改进。现在变频器通常采用固定开关频率SVPWM，在高频时由于载波比变小，谐波特性变差。在风机水泵等场合变频器通常运行在40Hz以上，这时如果仍然采用SVPWM，由于存在一定的低次谐波，系统发热比较严重。而SHEPWM可以有效地消除低次谐波，使谐波主要集中在高频，由于等效阻抗变大使得电流减小，从而减小系统的发热损耗。相比同样开关次数的SVPWM，其波形质量要高很多。

本发明涉及SVPWM和SHEPWM两种调制方式，需要对两种PWM都有较深入的了解。三电平SVPWM较之两电平由于矢量增多，不仅算法本身更加复杂，而且矢量发法也有很多种。本发明采用优化的SVPWM算法，在不采用任何闭环控制的前提下，算法本身具有一定的中点自平衡能力。图2是三电平SVPWM的空间矢量图，其中存在一些冗余矢量，如100和211就是一对互反的小矢量，它们对中点平衡的影响正好相反。整个空间矢量图分成六个大扇区，每60度为一个大扇区，每个大扇区又分成六个小扇区，图3是三电平在第一个大扇区内的空间矢量合成图，其他扇区类似。矢量合成采用7段式输出，所有输出矢量的首发矢量采用正小矢量，保证在不同扇区切换时线电压和相电压都没有跳变，而且由于矢量序列中存在互反的冗余矢量，算法本身具有一定中点平衡能力。

三电平SHEPWM的基本原理是通过N个开关角度的选择，可以消掉N-1个谐波。由于三次谐波在线电压中互相抵消，消谐主要是针对相电压中非3的整数倍的奇次谐波。图4是N个开关角度时的三电平SHEPWM的相电压波形，同时具有半波和1/4波对称性，由函数奇偶性可知其只含有奇数次正弦波。三电平SHEPWM通常具有至少两组解，需要根据不同的具体应用来选择合适的解。

本发明在小于45Hz时采用异步SVPWM，开关频率为600Hz，45Hz以上采用SHEPWM，开关点数取为7，可以消除相电压频率为1000Hz以内非三整数倍的低次谐波。理论上，只要SVPWM结束时的参考矢量相位和SHEPWM的相位相同，就可以平滑切换。实验时发现按照上面理论分析的结果并不能保证SVPWM和SHEPWM之间的平滑切换，而是在相位上有所偏差。分析其原因主要有下面几点：一是死区和最小脉宽的影响使得最后实际发出的矢量和给定参考矢量在幅值和相位上有所偏差，尤其是相位上；二是SVPWM采用异步调制，开关频率固定，而SHEPWM属于同步调制，开关频率一直在变化，二者衔接时就有可能出现相位角度的跳跃；三是前面的理论分析是针对基波来衔接的，实际变频器输出波形中还有谐波分量。

为了解决这个问题，采用固定角度切换的方法。即无论从SVPWM至SHEPWM还是从SHEPWM至SVPWM，都在一个固定的角度进行切换。由于切换位置固定，其现象和行为是可重复的，在理论分析的基础上，有时还需要根据实验结果进行微调，即可达到满意的结果。另外，本发明的切换过程中还仔细考虑了SVPMW和SHEPWM之间切换时的开关状态动作，确保二者之间切换时只有一相管子动作，而且只跳变一个电平，这样就保证了变频器的可靠安全工作。

所述方法在DSP中依次含有以下步骤，并据此实现：

步骤(1)，在DSP中设定目标频率f_aim，并按以下步骤得到当前矢量的幅值和位置角：

步骤(1.1)，把目标频率按下述斜坡函数算出当前频率f_now：

f_now＝f₀+(f_aim-f₀)*t/T

其中f₀是起始频率，T是由起始频率f₀变到目标频率f_aim所需要的时间，t是相对于起动开始时刻的当前时间；

步骤(1.2)，根据当前频率按下式算出当前矢量的位置角

θ＝θ₀+2πf_now/f_s

其中θ₀是初始角度，f_s是采用空间矢量PWM时的开关频率，为设定值；

步骤(1.3)，根据当前频率f_now由给定的电机的电压—频率曲线得到当前调制比m，据此求出当前矢量的幅值；

步骤(2)，按照以下步骤由以下步骤(1)得到的当前频率f_now、当前矢量的位置角θ和调制比m来发出PWM脉冲：

步骤(2.1)，若f_now<目标频率且f_now<45Hz，跳入SVPWM发脉冲子函数；

步骤(2.2)，f_now<目标频率且f_now≥45Hz，则按下述步骤从空间矢量PWM切换到特定消谐PWM：

步骤(2.2.1)，若当前矢量角度在0～3°，则由空间矢量PWM切换到特定消谐PWM，调用特定消谐PWM发脉冲子函数；

步骤(2.2.2)，否则，继续调用空间矢量PWM发脉冲子函数，同时设定当前频率

f_now＝45Hz，直到当前矢量的位置角落入0°～3°区间为止，再进入步骤(2.2.1)；步骤(2.3)，若当前频率f_now>目标频率且f_now>45Hz，则直接跳入特定消谐PWM发脉冲子函数；

步骤(2.4)，若当前频率f_now>目标频率且f_now≤45Hz，则按以下步骤从特定消谐PWM切换到空间矢量PWM；

步骤(2.4.1)，若当前矢量的位置角在100°～103°，则由特定消谐PWM切换到空间矢量PWM，再调用空间矢量PWM发脉冲子函数；

步骤(2.4.2)，否则，继续调用特定消谐PWM发脉冲子函数，同时设定当前频率f_now＝45Hz，在当前矢量的位置角落入100°～103°之间时再进入步骤(2.4.1)。

本发明提出的混合调制方法将SVPWM和SHEPWM应用于三电平高压变频器中，充分发挥了两种PWM方法的优点，而又避免了SVPWM在高频时谐波特性变差和SHEPWM存储量过大的缺点，无须硬件上的改动，相比同类变频器中采用的PWM算法具有如下优点：

1、采用优化的SVPWM算法，转矩脉动小，噪声低，具有一定中点自平衡能力；

2、高频时采用SHEPWM，消除了低次谐波，改善了波形质量，减小了发热损耗，提高了系统效率；

3、SHEPWM采用较少的开关点数，既保证了波形质量，又不增加系统的存储量，硬件上无须改动，容易实现；

4、采用固定角度切换的方法，使得SHEPWM和SVPWM之间切换平滑，且切换过程中只有一个管子动作，确保系统可靠安全工作。

本发明所提出的三电平SVPWM和SHEPWM混合调制方法已经在实际变频器中得到应用。图5是50Hz时SVPWM和SHEPWM的线电压波形和相应频谱，最高次谐波均取到2000Hz。可见采用SHEPWM时线电压的23次以下的低次谐波均被消除，而SVPWM含有一定低次谐波，证明SHEPWM达到了消谐的效果。图6是实际切换过程中变频器的输出电压和电流波形，图7是实际切换过程中电机端的输出电压和电流波形。由于采用了固定角度切换，电压和电流过渡平稳，没有振荡，可以看出进入SHEPWM后波形质量明显提高，更接近正弦。

附图说明

图1是三电平NPC逆变器的电路拓扑；

图2是三电平SVPWM的空间矢量图；

图3是三电平在第一个大扇区内的空间矢量合成图；

图4是三电平SHEPWM的相电压波形；

图5是50Hz时SVPWM和SHEPWM的线电压实验波形和相应频谱：(a)SVPWM线电压实验波形，(b)SVPWM线电压频谱，(c)SHEPWM线电压实验波形，(d)SHEPWM线电压频谱；

图6是实际切换过程中变频器的输出电压和电流波形：(a)SV切换到SHE的线电压波形，(b)SHE切换到SV的线电压波形，(c)SV切换到SHE的线电流波形，(d)SHE切换到SV的线电流波形；

图7是实际切换过程中电机端的输出电压和电流波形：(a)SV切换到SHE的电机线电压波形，(b)SHE切换到SV的电机线电压波形，(c)SV切换到SHE的电机线电流波形，(d)SHE切换到SV的电机线电流波形；

图8是实际中发脉冲的控制系统应用框图；

图9是DSP发脉冲程序的总体流程框图；

图10是三电平SVPWM子函数的DSP实现流程框图；

图11是三电平SHEPWM的两组解所对应的单相一个管子的触发脉冲对比：(a)第一组解，(b)第二组解；

图12是三电平SHEPWM子函数的DSP实现流程框图；

具体实施方式

本发明应用于三电平高压变频器，采用美国TI公司的DSP(数字信号处理器)来产生PWM脉冲，型号为TMS320LF2407A，实际系统的应用框图见图8。DSP中产生六路脉冲，经过CPLD完成死区处理后得到12路开关器件的触发脉冲。具体算法采用C语言和汇编语言混合编程。本发明包括SVPWM和SHEPWM两种PWM算法，均在DSP中下溢中断中实现，具体实现步骤介绍如下：

1、设定目标频率f_aim，然后将目标频率通过斜坡函数得到当前频率f_now，斜坡函数用来将给定目标频率转化成缓慢变化的当前频率，其公式为f_now＝f₀+(f_aim-f₀)*t/T，其中f₀是起始频率，T是由起始频率f₀变到目标频率f_aim所需要的时间，由用户来设定，t是相对于起动开始时刻的当前时间。由当前频率f_now可以得到当前矢量的位置角度θ＝θ₀+2πf_now/f_s，其中θ₀是初始角度，f_s是采用SVPWM时的开关频率。最后根据当前频率f_now由电压—频率曲线得到当前调制比m，即当前矢量的幅值。电压—频率曲线用来存储电机磁通恒定时电压和频率的关系，与具体的电机型号有关。这部分内容属于变频调速的基本知识，一般教科书上均有详细介绍，因此这里不再详述。

2、由第一步得到的当前频率f_now、当前矢量的角度θ和幅值m来发出PWM脉冲。具体又分以下几步：

a)如果f_now<目标频率且f_now<45Hz，跳入SVPWM发脉冲子函数；

b)如果f_now<目标频率且f_now≥45Hz，表明需要从SVPWM切换到SHEPWM，它包括两步：

I)如果当前矢量角度在0°～3°，则由SVPWM切换到SHEPWM，调用SHEPWM发脉冲子函数；

II)否则，继续调用SVPWM发脉冲子函数，同时设定当前频率f_now＝45Hz，直到当前矢量落入0°～3°为止，然后转上一步；

c)如果f_now>目标频率且f_now>45Hz，跳入SHEPWM发脉冲子函数；

d)如果f_now>目标频率且f_now≤45Hz，表明需要从SHEPWM切换到SVPWM，它包括两步：

I)如果当前矢量角度在100°～103°，则由SHEPWM切换到SVPWM，调用SVPWM发脉冲子函数；

II)否则，继续调用SHEPWM发脉冲子函数，同时设定当前频率f_now＝45Hz，直到当前矢量落入100°～103°为止，然后转上一步；

需要指出的是在SVPWM和SHEPWM切换时，采用的是固定角度切换的方法。即无论是从SVPWM切换到SHEPWM，还是从SHEPWM切换到SVPWM，只有在当前矢量的角度落入某一固定角度范围时才开始切换。从而保证了二者之间切换的可重复性，同时也提高了切换的可靠性和稳定性。DSP程序的具体实现流程图见图9。

3、三电平SVPWM子函数及其实现。这一部分包括如下步骤：

a)由当前矢量的幅值m和角度θ计算出矢量所在小三角形的最近三矢量的作用时间。以图3为例，参考矢量U^*落入编号为2的小扇区中，该区域三个顶点矢量分别为U₁、U₂和U₃，其各自的作用时间分别为t_a、t_b和t_c。在一个开关周期T_s内，参考矢量U^*的积分应该和它所在小扇区中三个顶点对应矢量的积分效果相等，即：

U₁t_a+U₂t_b+U₃t_c＝U^*T_s          (1)

t_a+t_b+t_c＝T_s          (2)

其中 $U_1=\frac{1}{2},$ $U_2=\frac{\sqrt{3}}{2}{e}^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}},$ $U_3=\frac{1}{2}{e}^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}},$ U^*＝me^jθ

求得：

t_a＝(1-2msinθ)·T_s

$t_b=[2m\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})-1]\&CenterDot;T_s---\left(3\right)$

$t_c=[2m\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})+1]\&CenterDot;T_s$

参考矢量在区域2和3中的矢量作用时间表达式为式(3)，落入其他区域时的计算式略有差异，给出如下，在区域0和1中为：

$t_a=2m\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&theta;})\&CenterDot;T_s$

$t_b=[1-2m\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})]\&CenterDot;T_s---\left(4\right)$

t_c＝2msinθ·T_s

在区域4中为：

$t_a=[2-2m\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})]\&CenterDot;T_s---\left(5\right)$

t_b＝2msinθ·T_s

$t_c=[2m\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&theta;})-1]\&CenterDot;T_s$

在区域5中为：

t_a＝(2msinθ-1)·T_s

$t_b=2m\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-\mathrm{\&theta;})\&CenterDot;T_s---\left(6\right)$

$t_c=[2-2m\sin (\mathrm{\&theta;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})]\&CenterDot;T_s$

式(3)～(6)给出了参考矢量落入第一个大扇区内不同区域时各个小三角形顶点矢量的作用时间，然后再按照表1给出的不同小扇区内的输出次序将矢量依次输出。如区域2中的矢量输出次序为211-210-110-100-110-210-211，其所持续的时间分别为t_a/4，t_b/2，t_c/2，t_a/2，t_c/2，t_b/2和t_a/4。表1给出了第一个大扇区内六个小扇区的矢量发法：

表1 第一个大扇区内六个小扇区的矢量发法

b)当参考矢量落入其他大扇区时，首先把参考矢量转到第一大扇区内，此时矢量的等效角度为 $\mathrm{\&theta;}=\mathrm{\&theta;}-\mathrm{int}(\mathrm{\&theta;}/\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})*\frac{\mathrm{\&pi;}}{3},$ 然后就可按照扇区一的计算公式来得到矢量的作用时间，需要注意的是在矢量输出时要换成实际位置对应的矢量，而不是大扇区1中的矢量。

c)将矢量作用时间转化为DSP中的比较寄存器CMPR1，CMPR2和CMPR3的值，通过DSP输出脉冲。其转化公式如下：

CMPR1＝0.25*t_a*T1PR

CMPR2＝(0.25*t_a+0.5*t_b)*T1PR          (7)

CMPR3＝(0.25*t_a+0.5*t_b+0.5*t_c)*T1PR

其中T1PR为开关周期寄存器，当开关频率为600Hz，DSP时钟为40M时，T1PR＝40M/2/600＝0x8235。

三电平SVPWM子函数对应的具体流程图见图10。

4、三电平SHEPWM子函数及其实现

SHEPWM算法需要提前的计算工作，主要是方程组的求解和解的优化选择。具体实现包括如下步骤。

a)SHE方程组的求解。式(8)是三电平SHE所对应的超越方程组，其中0<α₁<α₂<...<α_N<π/2，N为开关角度的个数，a₁为相电压基波峰值对半边直流母线电压的标么值。

$\left\{\begin{array}{c}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{k+1}\cos {\mathrm{\&alpha;}}_k=\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}{a}_1\\ \underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{k+1}\cos n{\mathrm{\&alpha;}}_k=0,(n=\mathrm{5,7,11}...)\end{array}\right.---\left(8\right)$

利用下面两个解经验公式可以得到三电平SHEPWM方程组在a₁＝0时的两组解。利用这两组解作为初值通过迭代可以得到a₁变大时的解。需要指出的是，这两组解初值经验公式主要针对N为奇数的情况。

k＝1，2，...，(N-1)/2

k＝2，3，...，(N-1)/2

表2给出了N＝7，a₁＝1.04时的两组解：

表2N＝7，a₁＝1.04时的两组解

b)解的优化选择。利用式(9)和式(10)两组经验公式可以得到两组解，实际中需要对这两组解进行选择。高压变频器通常采用电流型器件，对管子的开通和关断时间有限制，一般来讲对IGCT等电流控制型器件，最小脉宽通常不小于100us。通过比较两组解所对应的脉冲宽度，就可以决定选哪组解。图11是表2给出的两组解所对应的单管脉冲，由于第二组解的脉宽分布更均匀，实际中选择的是第二组解。

c)根据选择的解用DSP来产生实际的脉冲。在得到SHE方程组的解的基础上，通过比较一个线电压周期内的各相管子的触发脉冲，可以得到两类数组，第一类数组存放一个线电压周期内的周期寄存器即T1PR的数值，第二类数组存放一个线电压周期内的动作控制寄存器即ACTRA的数值。通过设定T1PR和ACTRA，DSP就可以产生实际需要的脉冲。这两类数组与a₁的数值一一对应，实际中需要多少个a₁的值，就有多少个相应的数组来存储T1PR和ACTRA。在SHEPWM实现时只要根据相应的a₁的值去查相应的表格即可。具体包括以下步骤：

I)由数组索引index根据a₁对应的数组得到ACTRA和T1PR的值，令index加1；

II)如果index已到数组末尾，令index＝0，返回。

三电平SHEPWM子函数对应的具体流程图见图12。

Claims (2)

1.一种应用于三电平高压变频器的混合调制方法，其特征在于，所述方法在DSP中依次含有以下步骤，并据此实现：

步骤(1)，在DSP中设定目标频率f_aim，并按以下步骤得到当前矢量的幅值和位置角：

步骤(1.1)，根据目标频率f_aim按式(1)所示斜坡函数算出当前频率f_now：

f_now＝f₀+(f_aim-f₀)*t/T             (1)

其中f₀是起始频率，T是由起始频率f₀变到目标频率f_aim所需要的时间，t是相对于起动开始时刻的当前时间；

步骤(1.2)，根据当前频率按式(2)算出当前矢量的位置角

θ＝θ₀+2πf_now/f_s           (2)

其中θ₀是初始角度，f_s是采用空间矢量PWM时的开关频率，二者均为设定值；

步骤(1.3)，根据当前频率f_now和给定的电机的电压—频率曲线得到当前调制比m，据此求出当前矢量的幅值；

步骤(2)，按照由步骤(1)得到的当前频率f_now、当前矢量的位置角θ和调制比m来发出PWM脉冲：

步骤(2.1)，若f_now<f_aim且f_now<45Hz，跳入空间矢量PWM发脉冲子函数；

步骤(2.2)，f_now<f_aim且f_now≥45Hz，则按下述步骤从空间矢量PWM切换到特定消谐PWM：

步骤(2.2.1)，若当前矢量角度在0～3°，则由空间矢量PWM切换到特定消谐PWM，调用特定消谐PWM发脉冲子函数；

步骤(2.2.2)，否则，调用空间矢量PWM发脉冲子函数，同时设定当前频率f_now＝45Hz，直到当前矢量的位置角落入0°～3°区间为止，再进入步骤(2.2.1)；

步骤(2.3)，若当前频率f_now>目标频率且f_now>45Hz，则直接跳入特定消谐PWM发脉冲子函数；

步骤(2.4)，若当前频率f_now>目标频率且f_now≤45Hz，则按以下步骤从特定消谐PWM切换到空间矢量PWM；

步骤(2.4.1)，若当前矢量的位置角在100°～103°，则由特定消谐PWM切换到空间矢量PWM，调用空间矢量PWM发脉冲子函数；

步骤(2.4.2)，否则，调用特定消谐PWM发脉冲子函数，同时设定当前频率f_now＝45Hz，在当前矢量的位置角落入100°～103°之间时再进入步骤(2.4.1)。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述的特定消谐PWM发脉冲子函数依次按以下步骤执行：

步骤(b₁)，解式(3)所示特定消谐PWM超越方程组在相电压基波峰值相对半边直流母线电压的标么值a₁＝0时的解，通过经验公式(4)和(5)可以得到两组解，其中0<α₁<α₂<...<α_N<π/2，N为开关角度的个数；

$\left\{\begin{array}{c}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{k+1}\cos {\mathrm{\&alpha;}}_k=\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}{a}_1\\ \underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{k+1}\cos {\mathrm{n\&alpha;}}_k=0,(n=\mathrm{5,7,11}...)\end{array}\right.---\left(3\right)$

k＝1，2，...，(N-1)/2

k＝2，3，...，(N-1)/2

步骤(b₂)，以步骤(b₁)得到的开关角度个数为奇数的解作为初值，通过迭代得到a₁变大时的两组解；

步骤(b₃)，根据电流控制型器件的最小脉宽通常至少为100μs的限制条件，从步骤(b2)所得到的两组解中通过比较其对应的脉冲宽度优选出一组；

步骤(b₄)，根据步骤(b₃)得到的解用DSP来发出脉冲。

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