CN108923666B - 基于载波pwm的双输出双级矩阵变换器调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法，其特点是，对于整流级，将输入相电压划分成六个扇区，在每个扇区内选择两个幅值最大且极性为正的线电压来合成输出的直流电压，并计算相应的占空比；分别对于逆变级1和逆变级2，采用空间电压矢量调制，根据参考电压矢量所在扇区计算有效电压矢量及零电压矢量的占空比；对整流级以及逆变级的开关状态进行合理的优化组合。依据整个调制过程，画出功率开关PWM信号图，分别计算出整流级六个双向功率开关的调制信号和逆变级九个功率开关的调制信号，并与同一个三角载波信号比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号和逆变级功率开关的驱动信号。其计算简单，易于实现。

Description

基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法

技术领域

本发明属于交流-交流电能变换技术领域，具体涉及一种基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法。

背景技术

双级矩阵变换器作为一种AC-AC两级变换器，不仅使输入输出为良好的正弦波形，还具备能量的双向传递、可四象限运行、不需要大容量储能元件、输入功率因数可调且能近似达到1等优点。虽然优点众多，但它只能实现一组三相交流输出，在风力发电系统、电动汽车、轨道机车牵引等需要双交流领域就显得无能为力，为此提出了基于九开关逆变级的双输出双级矩阵变换器拓扑(Dual-OutputTwo-StageMatrixConverte,DO-TSMC)，逆变级只需九个开关就可以实现两组三相交流电输出，功率开关器件数量减少，解决了拓扑结构冗余和功率开关器件利用率低等问题；无直流环节储能元件，提高了拓扑的紧凑性；具有TSMC变换器优良的输入/输出响应特性；可以实现功率双向流动。

目前针对双输出双级矩阵变换器调制方法主要是空间矢量调制策略，包括整流级有零矢量的空间矢量调制和整流级无零矢量的空间矢量调制，以及在空间矢量的基础上对两组逆变级的作用时间进行比例分配的空间矢量调制策略。但应用空间矢量调制方法时，需要进行复杂的三角函数计算，过程复杂，不利于编程和硬件的实现。

发明内容

本发明的目的是，提出一种科学合理，适用性强，效果良好的基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法，旨在解决现有的双输出双级矩阵变换器调制策略复杂的问题。

实现本发明目的采用的技术方案是，一种基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法，包括整流级和逆变级，所述整流级是由六个双向功率开关组成的三相整流电路，所述逆变级是由九个功率开关组成的两组三相逆变电路，可称为逆变级1以及逆变级2，其特征在于：

对于所述的整流级，将输入相电压划分成六个扇区，在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出的直流电压，使输出中不含零电压，计算相应的占空比；

对于所述的逆变级，逆变级1是由上面三个功率开关和中间三个功率开关组成，逆变级2是由下面三个功率开关和中间三个功率开关组成；逆变级1、逆变级2共用中间三个功率开关，分别对两组逆变级使用空间矢量调制，计算出相应的占空比；

为了获得三相对称的输入电流和输出电压，应该对整流级和逆变级的功率开关状态进行有效优化组合，然后依据整流级和逆变级的调制过程，画出优化后的开关调制顺序图，分别计算出整流级六个双向功率开关的调制信号和逆变级九个功率开关的调制信号，并与设定的同一个三角载波信号比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号，进而得到直流侧电压；然后再利用逆变级九个功率开关的调制信号与设定好的三角载波信号相比较，得到逆变级功率开关的驱动信号；在直流侧电压的基础上进行三相逆变，得到期望的两组三相交流输出电压。

进一步，所述三角载波信号幅值从-U_i到U_i变化，其载波周期与调制周期相同。

进一步，所述整流级六个双向功率开关的调制信号分别为：

当u_w>0时，

u_wp＝U_i；u_xp＝-U_i；u_yp＝-U_i

当u_w<0时，

u_wn＝U_i；u_xn＝-U_i；u_yn＝-U_i

其中，w,x,y∈{a,b,c}，u_wp、u_xp、u_yp、u_wn、u_xn、u_yn为整流级六个双向功率开关的调制信号；w为三相输入中绝对值最大相，x和y为另外两相；当u_w>0时，x、y两相下桥臂开关脉冲信号互补，u_w<0时，x、y两相上桥臂开关脉冲信号互补。

进一步，所述逆变级九个功率开关的调制信号为：

其中，u_XU1和u_XU2为逆变级X相的上桥臂开关调制波信号；u_XL1和u_XL2为逆变级X相的下桥臂开关调制波信号；u_X1为逆变级1输出X相的相电压；u_X2为逆变级2输出X相的相电压；X∈{A,B,C}，d_x和d_y为合成直流电压的两个输入线电压的占空比，计算公式为：

为整流级输出的直流电压平均值，计算公式为：

其中，U_i为输入相电压幅值，

u_offset1、u_offset2为偏置电压，计算公式为：

其中，u_max1＝max(u_A1,u_B1,u_C1)，u_min1＝min(u_A1,u_B1,u_C1)，u_max2＝max(u_A2,u_B2,u_C2)，u_min2＝min(u_A2,u_B2,u_C2)。

本发明的基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法与空间矢量调制法相比，在一个调制周期内，本发明避免了复杂的三角函数计算，易于实现，并且保证了良好的输入输出波形质量，具有方法科学合理，适用性强，效果佳等优点。

附图说明

图1为双输出双级矩阵变换器拓扑结构示意图；

图2为三相输入电压扇区划分示意图；

图3为逆变级1、逆变级2电压空间矢量示意图；

图4为整流级和逆变级功率开关PWM信号示意图；

图5为载波PWM产生整流级PWM信号示意图；

图6为载波PWM产生逆变级PWM信号示意图；

图7为本发明调制方法下，双输出双级矩阵变换器整流级a相输入电压与电流，三相输入相电压、整流级输出直流侧电压、逆变级1三相输出相电压、逆变级2三相输出相电压、逆变级1的A相输出电压和电流、逆变级2的A相输出电压和电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细描述。

图1为双输出双级矩阵变换器的拓扑结构图，u_a、u_b、u_c表示三相输入相电压；u_A1、u_B1、u_C1表示逆变级1三相输出相电压；u_A2、u_B2、u_C2表示逆变级2三相输出相电压；首先，计算整流级和逆变级各矢量的占空比。

对于整流级，设三相输入相电压为：

将三相输入电压划分为6个扇区，如图2所示。每个扇区具有相同的特点：其中一相的电压绝对值为最大值，而另外两相电压极性相反；在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出的直流电压；以第一扇区为例，u_a为正极性且绝对值最大，u_b、u_c极性为负，所以输出的线电压为u_ab和u_ac，所对应的占空比为d_x和d_y，为使输入侧功率因数为1，且输入电流波形为正弦，应满足每相输入电流与电压同相位且大小成正比，因此，在一个调制周期内，应满足各相输入电流的局部平均值和所对应的输入相电压的幅值成正比，由此可得：

一个调制周期内直流电压局部平均值

为：

其中，U_i为输入相电压幅值。

根据以上分析，可得每个扇区内的功率开关状态和直流电压及相应的占空比如表1所示。

表1整流级功率开关状态和直流电压

对于逆变级1，设三相输出相电压为：

对于逆变级2，设三相输出相电压为：

图3为逆变级电压空间矢量示意图。假设逆变级1参考输出电压矢量位于第一扇区，根据参考电压矢量的合成原理，可以求得逆变级1各电压矢量的占空比为：

其中，d₁和d₂是有效矢量U₁和U₂的占空比；

是输出参考电压，且

α_o1是输出参考电压

与基础有效矢量U₁的夹角。

假设逆变级2参考输出电压矢量也位于第一扇区，根据参考电压矢量的合成原理，可以求得逆变级2各电压矢量的占空比为：

其中，d₃和d₄是有效矢量U₇和U₈的占空比；

是输出参考电压，且

α_o2是输出参考电压

与基础有效矢量U₇的夹角。

为了获得三相对称的输入电流和输出电压，应该对整流级和逆变级的功率开关状态进行有效的组合。在每个调制周期中整流级具有两个状态u_ab和u_ac，占空比分别为d_x和d_y。双输出双级矩阵变换器逆变级1有6个有效矢量，逆变级2同样也有6个有效矢量，但是它们公共的零矢量却有3个。因此，将零矢量均匀分布在DO-TSMC直流侧两级线电压变换的首末，同时强制性规定逆变级1只有两个零矢量，分别是Z_M(000)和Z_U(111)；逆变级2的零矢量也只有Z_M(000)和Z_L(-1-1-1)两个。然后在两级线电压交换作用时，交换一下逆变级1、2有效矢量作用顺序可以解决上述问题，实现载波PWM调制。同时也可以实现DO-TSMC安全换流，减少开关动作次数，降低开关损耗。因此在一个开关周期内整流级和逆变级开关状态排列如图4所示。

结合式(2)、式(6)、式(7)，图4中各开关状态的作用时间分别为

在一个周期内，双输出双级矩阵变换器中两组逆变级的有效矢量作用时间之和小于T_s，因此根据式(2)、式(6)、式(7)可以得到式(8)。

如果假定q₁和q₂分别是负载1和负载2的电压传输率，其计算公式如下：

由式(8)-式(10)，可以得到两个负载输出电压的约束条件为：

其中δ是输入电压与输入电流相角之差，从式(11)可以看出最大电压传输率为0.866，其是在输入电压与输入电流同相的条件下得到的(δ＝0)。

选取等腰三角波为载波信号，其周期与调制周期相同，幅值从-U_i到U_i变化,载波PWM产生整流级PWM信号如图5所示，由此可以推导出载波信号为：

其中，u_t是三角载波信号，U_i为其幅值。

整流级的驱动信号是通过比较调制波u_bn和三角载波获得的。根据图5，u_ap＝U_i，所以a相的上桥臂功率开关持续导通；当u_bn大于u_t时，b相下桥臂功率开关导通，其余四个功率开关关断；当u_bn小于u_t时，c相下桥臂功率开关保持导通，其余四个功率开关关断。

结合整流级的占空比计算式(2)，可得整流级功率开关调制信号为：

其中，c相下桥臂功率开关驱动信号S_cn与b相下桥臂功率开关驱动信号S_bn互补，因此根据b相下桥臂功率开关的调制信号u_bn便可得到b、c两相下桥臂功率开关的驱动信号。通过整理归纳可得整流级的六个双向功率开关的调制信号分别为：

当u_w>0时，

u_wp＝U_i；u_xp＝-U_i；u_yp＝-U_i

当u_w<0时，

u_wn＝U_i；u_xn＝-U_i；u_yn＝-U_i (15)

其中，w,x,y∈{a,b,c}u_wp、u_xp、u_yp、u_wn、u_xn、u_yn为整流级六个双向功率开关的调制信号；w为三相输入中绝对值最大相，x和y为另外两相；当u_w>0时，x、y两相下桥臂开关驱动信号互补，u_w<0时，x、y两相上桥臂开关驱动信号互补。

逆变级每相上桥臂和下桥臂的功率开关驱动信号都是由两个调制信号和载波信号比较得到的，如图6所示，图中以A相为例。结合逆变级1、逆变级2的占空比计算式(6)、式(7)，通过整理归纳可得，逆变级的各相功率开关的调制信号为：

其中，u_XU1和u_XU2为逆变级X相的上桥臂开关调制波信号；u_XL1和u_XL2为逆变级X相的下桥臂开关调制波信号；u_X1为逆变级1输出X相的相电压；u_X2为逆变级2输出X相的相电压；X∈{A,B,C}。d_x和d_y为合成输出直流电压的两个线电压的占空比。两个调制信号u_XU1、u_XU2与载波比较可得到两组信号S_XU1、S_XU2，X相上桥臂功率开关的驱动信号S_XU可由这两组信号通过逻辑XOR运算得到。同理两个调制信号u_XL1、u_XL2与载波比较可得到两组信号S_XL1、S_XL2，因此X相下桥臂功率开关的驱动信号S_XL可由这两组信号通过逻辑XNOR运算得到。而X相中桥臂开关驱动信号S_XM可以通过S_XU与S_XL逻辑XOR得到。

利用整流级六个双向功率开关的调制信号和逆变级九个功率开关的调制信号，分别与设定好的三角载波信号相比较，得到控制整流级双向功率开关的驱动信号和逆变级功率开关的驱动信号。

为了说明本发明调制方法的有效性，用Matlab软件做了仿真。仿真参数如下：输入电压幅值200V，频率50Hz；设定逆变级1三相输出相电压幅值为80V，频率为50Hz；设定逆变级2三相输出相电压幅值为60V，频率为100Hz；负载电阻为16Ω，电感为12mH。仿真波形如图7所示。图7(a)为a相输入电压电流的实验波形，可见输入电流基本正弦，且输入功率因数基本为1，可实现高功率因数运行；图7(b)和图7(c)为三相输入电压以及整流级输出直流侧电压波形，可以看出三相输入电压正弦对称，整流级输出直流侧电压波形良好；图7(d)和图7(e)为两组三相输出相电压波形，可见两组三相输出电压正弦对称；图7(f)和图7(g)为分别为逆变级1和逆变级2的A相输出电压电流波形。由仿真结果知，两个三相输出的A相电压幅值分别为80V和60V，满足设定的幅值。仿真结果说明本发明基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法能保证良好的输入和输出性能。

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举，而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (1)

1.一种基于载波PWM的双输出双级矩阵变换器调制方法，包括整流级和逆变级，所述整流级是由六个双向功率开关组成的三相整流电路，所述逆变级是由九个功率开关组成的两组三相逆变电路，可称为逆变级1以及逆变级2，其特征在于：

(1)对于所述的整流级，将输入相电压划分成六个扇区，在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出的直流电压，使输出中不含零电压，计算相应的占空比；

(2)对于所述的逆变级，逆变级1是由上面三个功率开关和中间三个功率开关组成；逆变级2是由下面三个功率开关和中间三个功率开关组成，两组逆变级共用中间三个功率开关；分别对两组逆变级使用空间矢量调制，计算出相应的占空比；

(3)为了获得三相对称的输入电流和输出电压，应该对整流级和逆变级的功率开关状态进行有效优化组合，将零矢量均匀分布在双输出双级矩阵变换器直流侧两级线电压变换的首末，同时强制性规定逆变级1只有两个零矢量，分别是Z_M(000)和Z_U(111)；逆变级2的零矢量也只有Z_M(000)和Z_L(-1-1-1)两个；然后在两级线电压交换作用时，交换一下逆变级1、2有效矢量作用顺序；然后依据整流级和逆变级的调制过程，画出优化后的开关调制顺序图，实现载波PWM调制；同时也可以实现双输出双级矩阵变换器安全换流，减少开关动作次数，降低开关损耗；

(4)分别计算出整流级六个双向功率开关的调制信号和逆变级九个功率开关的调制信号，并与设定的同一个三角载波信号比较，得到整流级双向功率开关的驱动信号，进而得到直流侧电压；然后再利用逆变级九个功率开关的调制信号与设定好的三角载波信号相比较，得到逆变级功率开关的驱动信号；在直流侧电压的基础上进行三相逆变，得到期望的两组三相交流输出电压；

①所述三角载波信号幅值从-U_i到U_i变化，其载波周期与调制周期相同；

②所述整流级六个双向功率开关的调制信号分别为：

当u_w>0时，

u_wp＝U_i；u_xp＝-U_i；u_yp＝-U_i

u_wn＝-U_i；

当u_w<0时，

u_wp＝-U_i；

u_wn＝U_i；u_xn＝-U_i；u_yn＝-U_i

其中，w,x,y∈{a,b,c}，u_wp、u_xp、u_yp、u_wn、u_xn、u_yn为整流级六个双向功率开关的调制信号；w为三相输入中绝对值最大相，x和y为另外两相；当u_w>0时，x、y两相下桥臂开关脉冲信号互补，u_w<0时，x、y两相上桥臂开关脉冲信号互补；

③所述逆变级九个功率开关的调制信号为：

其中，u_XU1和u_XU2为逆变级X相的上桥臂开关调制波信号；u_XL1和u_XL2为逆变级X相的下桥臂开关调制波信号；u_X1为逆变级1输出X相的相电压；u_X2为逆变级2输出X相的相电压；X∈{A,B,C}，d_x和d_y为合成直流电压的两个输入线电压的占空比，计算公式为：

为整流级输出的直流电压平均值，计算公式为：

其中，U_i为输入相电压幅值，

u_offset1、u_offset2为偏置电压，计算公式为：

其中，u_max1＝max(u_A1,u_B1,u_C1)，u_min1＝min(u_A1,u_B1,u_C1)，u_max2＝max(u_A2,u_B2,u_C2)，u_min2＝min(u_A2,u_B2,u_C2)。

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