CN112532099B - 双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种双Trans‑准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法，其特点是，对于整流级，将输入相电压划分为六个扇区，选取每个扇区中极性为正且幅值最大的两个线电压合成输出电压，以达到整流级最大电压调制比；对于Trans‑准Z源网络，在开关周期中插入直通时间，以达到升压的目的；对于逆变级，采用基于SVPWM的载波PWM调制方法，通过判断电压大小，得到逆变级的调制波，再通过和载波比较获得各开关的驱动信号；其有益效果是：采用正负小矢量对称分布，且由于拓扑特点无中矢量，使中点电位更加平衡；无需判断扇区和计算占空比，只涉及三相电压的值运算，大大降低了计算量和软、硬件实现难度。

Description

双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制 方法

技术领域

本发明涉及到电力电子领域，具体的说，是一种双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法。

背景技术

现有技术的间接矩阵变换器作为一种“绿色”的变频器，广泛应用于电机驱动系统中。其优点有拓扑结构简单，可四象限运行，无中间直流储能环节、可通过控制维持输入侧单位功率因数等。逆变级选择三电平的拓扑结构，可降低功率开关元件的电压应力，降低元件耐压要求，并提高输出电压电流波形质量。现如今，三电平间接矩阵变换器通常使用SVPWM作为调制算法，但七段式的SVPWM调制方法会导致中点电压不平衡，加入对中点电位的补偿算法后的计算量过大，硬件计算能力受限，实现困难。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提出一种基于双Trans-准Z源三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法，只需对三相参考电压进行数值运算，无需传统SVPWM算法中的大量三角函数运算，大大降低了计算量和软、硬件实现难度。

本发明的目的是由以下技术方案来实现的：一种双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法，所述的双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器包括整流级、双Trans-准Z源网络和逆变级；整流级是由六组双向功率开关S′_ap、S′_an、S′_bp、S′_bn、S′_cp、S′_cn构成的三相桥式整流电路，双Trans-准Z源网络是由两个输入电感L₁₁、L₁₂、四个耦合电感L₁₂、L₁₃、L₂₂、L₂₃、四个电容C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂、两个二极管VD₁、VD₂构成的电路，逆变级是由十组功率开关S_P1、S_P2、S_N1、S_N2、S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN构成的三电平逆变电路；对所述的整流级，将三相输入相电压的周期划分为六个扇区，在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出直流母线电压，使输入相电压利用率达到最大；对所述的逆变级，根据最近三矢量原则和伏秒平衡原理，求得各基本矢量的占空比；对所述的双Trans-准Z源网络，在调制周期中插入直通状态时间，实现其升压功能；其特征在于：

(1)采用变斜率载波PWM方法进行调制，载波u_tri的周期与调制周期相同；一个载波周期内，在(0,d_αT_s)时间内，载波值从0变化至1，在(d_αT_s,T_s)时间内，载波值由1变化至0，具体表达式为：

式中，T_s为载波u_tri的周期；

在三相输入相电压的一个扇区内，将相电压绝对值最大的相定义为x相，其电压值为u_x、另外两相电压定义为y相、z相，其电压值分别为u_y、u_z，其中x∈{a,b,c}，y∈{a,b,c}，z∈{a,b,c}；d_α、d_β为整流级用于合成输出直流母线电压的两个输入线电压的占空比，d_α、d_β的计算公式为：

整流级的控制原理为：当u_x>0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_xy，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn导通、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_xz，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn导通；当u_x<0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_yx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp导通、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_zx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp导通、S′_zn关断；

(2)逆变级采用载波PWM调制方法，将参考三相输出相电压在一个周期内划分为六个扇区，定义扇区号为N，N∈{1，2,3,4,5,6}，在每个扇区中，都有一相电压恒为正值，一相电压极性会改变，另外一相电压恒为负值，将它们分别定义为恒正相X、变极性相Y和恒负相Z，它们的值分别用u_X、u_Y、u_Z表示，其中X∈{A,B,C}，Y∈{A,B,C}，Z∈{A,B,C}；

逆变级所需调制波分别为：

u_s1＝1-d_st

式中，d_st为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的直通占空比，U_vd为双Trans-准Z源网络的输出电压；将调制波u_s1、u_s2、u_s3与载波u_tri进行比较，再进行逻辑运算，获得功率开关模块S_P1、S_P2、S_N1、S_N2的驱动信号s_P1、s_P2、s_N1、s_N2；

功率开关模块S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN按恒正相X、变极性相Y、恒负相Z分为：恒正相X所对应功率开关模块S_XP、S_XN，变极性相Y所对应功率开关模块S_YP、S_YN，恒负相Z所对应功率开关模块S_ZP、S_ZN；对上述六个功率开关模块的控制原理为：S_XP、S_ZN恒导通，S_XN、S_ZP恒关断；将调制波u_sp1、u_sp2与载波u_tri进行比较，再进行逻辑运算，获得功率开关模块S_YP、S_YN的驱动信号s_YP、s_YN。

使用本发明的一种基于双Trans-准Z源三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法，对整流级和逆变级进行调制，能够输出幅值、频率皆可调的三相交流电压，中点电压平衡，并通过设置直通时间获得了电压增益，且调制方法简单，无需三角函数计算，计算量减少，降低了软、硬件实现难度。具有科学合理，适用性强，效果佳等优点。

附图说明

图1为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器拓扑结构示意图；

图2为三相输入相电压扇区划分图；

图3为逆变级载波调制示意图；

图4为三相输出相电压扇区划分及以第二扇区为例的变极性相选取示意图；

图5为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器输出的A相电压示意图；

图6为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器输出的电流波形示意图；

图7为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器逆变级中点电压示意图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的拓扑如图1所示，其整流级由双向功率开关S′_ap、S′_an、S′_bp、S′_bn、S′_cp、S′_cn构成，逆变级由功率开关S_P1、S_P2、S_N1、S_N2、S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN构成，双Trans-准Z源网络由输入电感L₁₁、L₁₂、耦合电感L₁₂、L₁₃、L₂₂、L₂₃、电容C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂、二极管VD₁、VD₂构成。双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器有两种工作模式：

(1)直通状态

当双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器工作于直通状态时，开关模块S_P1、S_P2、S_N1、S_N2均导通，逆变级被短路，二极管VD₁、VD₂开路，整流级、电容C₁₂、C₂₂为耦合电感L₁₂、L₂₂充电，电容C₁₁、C₂₁为电感L₁₁、L₂₁充电，使电感元件的电压升高；

(2)非直通状态

当双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器工作于非直通状态时，逆变级处于工作状态，二极管VD₁、VD₂导通，阻抗源中的耦合电感L₁₂、L₁₃、L₂₂、L₂₃和输入电感L₁₁、L₁₂向负载放电，并为电容C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂充电。

假设整流级输入正弦电压三相对称，即：

式中，U_im为整流级输入相电压幅值，ω_i为整流级输入电压角频率。

将三相输入相电压的周期划分六个扇区，在每个扇区内中，都会有其中一相的相电压绝对值最大，而另外两相极性与其相反。在每个区间以该特性令绝对值最大相恒导通，另两相进行调制，如图2所示。

在三相输入相电压的一个扇区内，将相电压绝对值最大的相定义为x相，其电压值为u_x、另外两相电压定义为y相、z相，其电压值分别为u_y、u_z，其中x∈{a,b,c}，y∈{a,b,c}，z∈{a,b,c}；d_α、d_β为整流级用于合成输出直流母线电压的两个输入线电压的占空比，则d_α、d_β的计算公式为：

根据上式可总结出一个开关周期内整流级输出电压平均值为：

采用如图3所示的变斜率载波PWM方法进行调制，载波u_tri的周期与调制周期相同。在(0,d_αT_s)时间内，载波值从0变化至1，在(d_αT_s,T_s)时间内，载波值由1变化至0，具体表达式为：

式中，T_s为载波u_tri的周期。

整流级的控制原理为：当u_x>0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_xy，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn导通、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_xz，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn导通；当u_x<0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_yx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp导通、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_zx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp导通、S′_zn关断；

以三相输入相电压在第二扇区为例，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_ac,即S′_ap开通、S′_an关断、S′_bp关断、S′_bn关断、S′_cp关断、S′_cn开通；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_bc，即S′_ap关断、S′_an关断、S′_bp开通、S′_bn关断、S′_cp关断、S′_cn开通；

逆变级采用载波PWM调制方法，设三相参考电压为：

式中，U_om为逆变级输入相电压幅值，ω_o为逆变级输入电压角频率。

将参考三相输出相电压在一个周期内划分为六个扇区，定义扇区号为N，N∈{1，2,3,4,5,6}，在每个扇区中，都有一相电压恒为正值，一相电压极性会改变，另外一相电压恒为负值，将它们分别定义为恒正相X、变极性相Y和恒负相Z，它们的值分别用u_X、u_Y、u_Z表示，其中X∈{A,B,C}，Y∈{A,B,C}，Z∈{A,B,C}；

功率开关模块S_P1、S_P2、S_N1、S_N2的控制原理为：将调制波u_s1与u_tri比较，获得驱动信号s_dst，当s_dst为1时，S_P1、S_P2、S_N1、S_N2的驱动信号均取1；当s_dst为0时，将调制波u_s2、u_s3分别与u_tri比较，获得S_P1、S_N1的驱动信号s_P1、s_N1；分别对s_P1、s_N1取反，获得S_P2、S_N2的驱动信号s_P2、s_N2。

调制波u_s1、u_s2、u_s3分别为：

u_s1＝1-d_st (7)

式中，d_st为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的直通占空比，U_vd为双Trans-准Z源网络的输出电压；

功率开关模块S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN按恒正相X、变极性相Y、恒负相Z分为：恒正相X所对应功率开关模块S_XP、S_XN，变极性相Y所对应功率开关模块S_YP、S_YN，恒负相Z所对应功率开关模块S_ZP、S_ZN。S_XP、S_ZN恒导通，即S_XP、S_ZN的驱动信号s_XP、s_ZN恒为1；S_XN、S_ZP恒关断，即S_XN、S_ZP的驱动信号s_XN、s_ZP恒为0。

调制波u_sp1、u_sp2分别为：

定义信号s_spk：

将两条调制波u_sp1、u_sp2与u_tri比较，在比较后获得的驱动信号s_sp1和s_sp2做逻辑同或运算获得驱动信号s_spx，再与s_spk做逻辑同或运算得到S_YP的驱动信号s_YP：

将s_YP取反得到S_YN的驱动信号s_YN。

为了验证电路拓扑及所使用调制方法的正确性，在Matlab/Simulink环境下进行仿真，参数如下：三相输入电压幅值为200V，频率为50Hz；逆变级调制比为0.85，载波周期为0.0001s,直通占空比d_st为0.15；电感L₁、L₂均为1mH，4个电容C₁～C₄均为1000μF；耦合电感匝数比为2：1，耦合系数为1；三相负载电阻均为6Ω，电感均为25mH。从图5、图6所示电压、电流波形可看出,其输出电压具有三电平特性，远高于输入电压，且输出电流正弦度较好，从图7中可看出，逆变级中点电压波动不超过±1V。通过上述仿真，验证了双Trans-准Z源网络三电平矩阵变换器拓扑的正确性及载波PWM调制方法的可行性。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述具体实施方式是示意性的，而非限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离发明宗旨的情况下，还能够做出其它形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (1)

1.一种双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的载波PWM调制方法，所述的双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器包括整流级、双Trans-准Z源网络和逆变级；整流级是由六组双向功率开关S′_ap、S′_an、S′_bp、S′_bn、S′_cp、S′_cn构成的三相桥式整流电路，双Trans-准Z源网络是由两个输入电感L₁₁、L₁₂、四个耦合电感L₁₂、L₁₃、L₂₂、L₂₃、四个电容C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂、两个二极管VD₁、VD₂构成的电路；输入电感L₁₁的一端、电容C₁₂的负极与二极管VD₁的阳极相连，二极管VD₁的阴极与耦合电感L₁₃的同名端相连，耦合电感L₁₃的非同名端、电容C₁₁的正极与耦合电感L₁₂的同名端相连，电容C₁₂的正极与耦合电感L₁₂的非同名端相连，输入电感L₂₁的一端、电容C₂₂的正极与二极管VD₂的阴极相连，二极管VD₂的阳极与耦合电感L₂₃的同名端相连，耦合电感L₂₃的非同名端、电容C₂₁的负极与耦合电感L₂₂的同名端相连，电容C₂₂的负极与耦合电感L₂₂的非同名端相连，电容C₁₁的负极与电容C₂₁的正极相连，并将此连接点定义为O点；以输入电感L₁₂、L₂₁的另一端构成双Trans-准Z源网络的输入端口，连接整流级的输出端口，以电容C₁₂的正极和电容C₂₂的负极构成双Trans-准Z源的输出端口；逆变级是由十组功率开关S_P1、S_P2、S_N1、S_N2、S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN构成的三电平逆变电路，功率开关S_P1的发射极与功率开关S_P2、S_AP、S_BP、S_CP的集电极相连，功率开关S_P2的发射极、功率开关S_N1的集电极与O点相连，功率开关S_N1、S_AN、S_BN、S_CN的发射极与功率开关S_N2的集电极相连，功率开关S_AP的发射极与功率开关S_AN的集电极相连，构成三电平逆变电路的A相输出端，功率开关S_BP的发射极与功率开关S_BN的集电极相连，构成三电平逆变电路的B相输出端，功率开关S_CP的发射极与功率开关S_CN的集电极相连，构成三电平逆变电路的C相输出端，以功率开关S_P1的集电极和功率开关S_N2的发射极构成三电平逆变电路的输入端口，与双Trans-准Z源网络的输出端口相连；对所述的整流级，将三相输入相电压的周期划分为六个扇区，在每个扇区内选择两个最大且极性为正的线电压来合成输出直流母线电压，使输入相电压利用率达到最大；对所述的逆变级，根据最近三矢量原则和伏秒平衡原理，求得各基本矢量的占空比；对所述的双Trans-准Z源网络，在调制周期中插入直通状态时间，实现其升压功能；其特征在于：

(1)采用变斜率载波PWM方法进行调制，载波u_tri的周期与调制周期相同；一个载波周期内，在(0,d_αT_s)时间内，载波值从0变化至1，在(d_αT_s,T_s)时间内，载波值由1变化至0，具体表达式为：

式中，T_s为载波u_tri的周期；

在三相输入相电压的一个扇区内，将相电压绝对值最大的相定义为x相，其电压值为u_x、另外两相电压定义为y相、z相，其电压值分别为u_y、u_z，其中x∈{a,b,c}，y∈{a,b,c}，z∈{a,b,c}；d_α、d_β为整流级用于合成输出直流母线电压的两个输入线电压的占空比，d_α、d_β的计算公式为：

整流级的控制原理为：当u_x>0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_xy，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn导通、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_xz，即S′_xp导通、S′_xn关断、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn导通；当u_x<0时，在(0,d_αT_s)时间内，输出线电压u_yx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp导通、S′_yn关断、S′_zp关断、S′_zn关断；在(d_αT_s,T_s)时间内，输出线电压u_zx，即S′_xp关断、S′_xn导通、S′_yp关断、S′_yn关断、S′_zp导通、S′_zn关断；

(2)逆变级采用载波PWM调制方法，将参考三相输出相电压在一个周期内划分为六个扇区，定义扇区号为N，N∈{1，2,3,4,5,6}，在每个扇区中，都有一相电压恒为正值，一相电压极性会改变，另外一相电压恒为负值，将它们分别定义为恒正相X、变极性相Y和恒负相Z，它们的值分别用u_X、u_Y、u_Z表示，其中X∈{A,B,C}，Y∈{A,B,C}，Z∈{A,B,C}；

逆变级所需调制波分别为：

u_s1＝1-d_st

式中，d_st为双Trans-准Z源网络三电平间接矩阵变换器的直通占空比，U_vd为双Trans-准Z源网络的输出电压；将调制波u_s1、u_s2、u_s3与载波u_tri进行比较，再进行逻辑运算，获得功率开关模块S_P1、S_P2、S_N1、S_N2的驱动信号s_P1、s_P2、s_N1、s_N2；

功率开关模块S_AP、S_AN、S_BP、S_BN、S_CP、S_CN按恒正相X、变极性相Y、恒负相Z分为：恒正相X所对应功率开关模块S_XP、S_XN，变极性相Y所对应功率开关模块S_YP、S_YN，恒负相Z所对应功率开关模块S_ZP、S_ZN；对上述六个功率开关模块的控制原理为：S_XP、S_ZN恒导通，S_XN、S_ZP恒关断；将调制波u_sp1、u_sp2与载波u_tri进行比较，再进行逻辑运算，获得功率开关模块S_YP、S_YN的驱动信号s_YP、s_YN。

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