CN103138613A - 矩阵式变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

矩阵式变换器的控制方法，首先将常规的三相输入三相输出矩阵式变换器等效为一个虚拟整流器和一个虚拟逆变器的虚拟连接，然后按照输入线电压最大值原则，将矩阵式变换器等效为6个相同的逆变器，每个逆变器是从9组双向开关中选择相应的6组双向开关作为逆变器的工作开关，而其余三个双向开关处于关断状态；此时虚拟整流级采用虚拟不可控整流控制策略，能够获得最大的虚拟直流母线电压，逆变级采用电压空间矢量调制策略进行调制。本发明在线性调制范围内解决了传统间接空间矢量调制策略控制下矩阵式变换器电压传输比低、开关损耗大的问题，将电压传输比从0.866提高到了0.955，将开关损耗减小到了原损耗的50%。

Description

矩阵式变换器的控制方法

技术领域

本发明属于矩阵式变换器控制技术领域，涉及一种矩阵式变换器的控制方法。

背景技术

矩阵式变换器（Matrix Converter，MC）是一种含有m×n个双向开关拓扑结构的新型“绿色”交-交变频器，因其结构简单、能量可以双向流动、输入功率因数可调等特点受到了越来越多研究者的关注。其典型拓扑结构是三相输入-三相输出矩阵式驱动器，如图1所示。

目前，矩阵式变换器的实用化受到诸多因素的影响，其中的主要因素包括：一、矩阵式变换器电压传输比低；二、调制策略复杂以及开关损耗大。因此简化调制策略提高电压传输比是矩阵式变换器能否实用化的关键。目前的研究工作主要是通过改进调制策略来达到提高矩阵式变换器电压传输比的目的，通过减少换流步数来达到减小开关损耗的目的。

矩阵式变换器的间接空间矢量调制策略是一种较为成熟的调制策略，但其最大电压传输比也只有0.866，提高电压传输比的研究主要采用间接空间矢量的过调制策略。过调制技术虽然是矩阵变换器的电压传输比达到了0.91，但是因为过调制技术是一种非线性调制技术，在提高电压传输比的同时导致了输出波形谐波畸变严重，而且增加了控制算法的复杂度，不利于实时控制。

在换流策略方面矩阵式变换器的传统四步换流技术已经较为成熟，为了减少换流步数缩短换流时间近年来虽有不少对两步换流技术的相关报道，但是都必须基于极为精确的检测装置和复杂的换流算法，因此两步换流策略可靠性低、成本高、算法复杂不利于实时控制。

发明内容

本发明的目的是提供一种矩阵式变换器的控制方法，解决现有矩阵式变换器控制技术中存在电压传输比低、开关损耗大的问题。

本发明所采用的技术方案是：首先将常规的三相输入三相输出矩阵式变换器等效为一个虚拟整流器和一个虚拟逆变器的虚拟连接，然后按照输入线电压最大值原则，将矩阵式变换器等效为6个相同的逆变器，每个逆变器是从9组双向开关中选择相应的6组双向开关作为逆变器的工作开关，而其余三个双向开关处于关断状态；此时虚拟整流级采用虚拟不可控整流控制策略，能够获得最大的虚拟直流母线电压，逆变级采用电压空间矢量调制策略（SVPWM）进行调制。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明解决了矩阵式变换器在传统间接空间矢量调制策略控制下在线性调制范围内电压传输比低的问题，将矩阵式变换器在线性调制范围内的电压传输比从原来的0.866提高到了0.955。

2、本发明解决了矩阵式变换器在传统间接空间矢量调制策略控制下开关损耗大的问题，将开关损耗减小到了原开关损耗的50%。

附图说明

图1为现有三相-三相矩阵式变换器主电路拓扑；

图2为三相-三相矩阵式变换器的等效虚拟整流和虚拟逆变拓扑结构图；

图3为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压区间划分方法；

图4为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于1#区间时的等效逆变器；

图5为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于2#区间时的等效逆变器；

图6为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于3#区间时的等效逆变器；

图7为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于4#区间时的等效逆变器；

图8为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于5#区间时的等效逆变器；

图9为本发明矩阵式变换器三相输入电源电压处于6#区间时的等效逆变器；

图10为传统逆变器的拓扑结构；

图11为矩阵式变换器逆变级采用的电压空间矢量六个扇区划分；

图12为矩阵变换器逆变级输出电压矢量处于六个扇区中的任意一个扇区时的合成原理图；

图13为矩阵式变换器采用传统间接空间矢量调制策略在一个完整载波周期t_s内实现时的9个状态；

图14为矩阵式变换器采用虚拟不可控整流调制策略在一个完整载波周期t_s内实现时的5个状态；

图15为三相-三相矩阵式变换器样机平台结构图；

图16为矩阵式变换器样机实验输入线电压波形，输入三相线电压有效值为150V，50Hz；

图17为矩阵式变换器样机采用传统间接空间矢量调制策略控制输出50Hz时的线电压波形；

图18为矩阵式变换器样机采用传统间接空间矢量调制策略控制输出100Hz时的线电压波形；

图19为矩阵式变换器样机采用新型虚拟不可控整流调制策略控制输出50Hz时的线电压波形；

图20为矩阵式变换器样机采用新型虚拟不可控整流调制策略控制输出100Hz时的线电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明所采用的技术方案是：首先将常规的三相输入三相输出矩阵式变换器等效为一个虚拟整流器和一个虚拟逆变器的虚拟连接，然后按照输入线电压最大值原则，将矩阵式变换器等效为6个相同的逆变器，每个逆变器是从9组双向开关中选择相应的6组双向开关作为逆变器的工作开关，而其余三个双向开关处于关断状态；此时虚拟整流级采用虚拟不可控整流控制策略，可以获得最大的虚拟直流母线电压，逆变级采用电压空间矢量调制策略（SVPWM）进行调制。

本发明的技术路线是将如图1所示的三相-三相矩阵式变换器在理论上等效为一个虚拟整流器和一个虚拟逆变器的虚拟连接，如图2所示，其中U_a、U_b和U_c为矩阵变换器的三相输入电源，U_pn为虚拟逆变级的虚拟直流母线电压，P为虚拟逆变级输入电源正极，n为虚拟逆变级输入电源负极。按照虚拟整流级输出虚拟直流母线电压U_pn最大原则对虚拟整流级采用虚拟不可控整流控制策略，然后对虚拟逆变级采用电压空间矢量调制策略（SVPWM）进行调制。

通过如图1所示三相-三相矩阵式变换器的输入电压检测电路检测出三相输入电源U_a、U_b、U_c在任意时刻的电压，然后根据三相输入电压的实时值对输入电源电压进行区间划分，当三相输入电压U_a>U_c>U_b时定义为1#区间；三相输入电压U_a>U_b>U_c时定义为2#区间；三相输入电压U_b>U_a>U_c时定义为3#区间；三相输入电压U_b>U_c>U_a时定义为4#区间；三相输入电压U_c>U_b>U_a时定义为5#区间；三相输入电压U_c>U_a>U_b时定义为6#区间。图3是矩阵式变换器三相输入电源电压区间划分，可以看出，在所划分的每一个区间内都有一个输入电压最大相、一个输入电压中间相和一个输入电压最小相。虚拟不可控整流控制策略的控制方法是选取三相输入电压的最大相作为逆变器输入直流电压的正极，选取三相输入电压的最小相作为逆变器输入直流电压的负极，从而获得最大的虚拟直流母线电压。

传统逆变器的拓扑结构如图10所示，U_pn为逆变器的输入直流电压，k₁、k₂、k₃、k₄、k₅、k₆为逆变器的六个全控型功率开关管，VD1、VD2、VD3、VD4、VD5、VD6为逆变器的六个续流二极管。根据矩阵式变换器的输入三相实时电源电压区间并结合虚拟不可控整流的最大输出虚拟直流母线电压原则，可以将三相-三相矩阵式变换器等效为如图4-图9所示的6个具有6个双向开关的逆变器，这6个逆变器的输出相均连接于同一个三相负载。由于矩阵式变换器的双向开关具有能量双向流动的优点，所以无需续流二极管。

表1为三相-三相矩阵式变换器按照三相输入电源电压区间划分后分别对应的直流母线电压以及逆变级工作开关与普通逆变器的对照关系表。

表1三相-三相矩阵变换器不同输入电源电压区间

逆变级工作开关表

当三相-三相矩阵式变换器的输入电源电压处于不同区间时，对所对应的6个逆变器采用如图11和图12所示电压空间矢量调制策略（SVPWM），即可得到期望频率的逆变输出电压，即实现了三相-三相矩阵式变换器的交-交变换。

本发明提高矩阵式变换器电压传输比减小开关损耗的理论依据：

虚拟不可控整流器MC的传递函数矩阵为：

[M(t)]=[N(ω_ot)]×[Z(ω_it)]

$=B\·\left[\begin{array}{c}\cos ({\mathrm{\ω}}_{o}t+{\mathrm{\φ}}_o)\\ \cos ({\mathrm{\ω}}_{o}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+{\mathrm{\φ}}_o)\\ \cos ({\mathrm{\ω}}_{o}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π}+{\mathrm{\φ}}_o)\end{array}\right]\×A\·\left[\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+\mathrm{\α})\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\α})\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\α})\right]$

（1.1）

其中[N(ω_ot)]、[Z(ω_it)]分别为三相输出电压和三相输入电压的向量阵。ω₀、ω_i分别为输出、输入电压角频率，φ₀、α分别为输出电压和输入电压的初相角，A、B为待定系数。

虚拟直流母线电压方程式：

[Z(ω_it)]×[U_i(ω_it)]

$=A\left[\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+\mathrm{\α})\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\α})\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π}+\mathrm{\α})\right]$

$\×V_{\mathrm{im}}\·\left(\begin{array}{c}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{i}t\right)\\ \cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)$

$=\frac{3A}{2}{V}_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}$

（1.2）

[U_i(ω_it)]为输入电压矢量，V_im为输入电压幅值。

实际的三相桥式整流器直流电压U_D为：

$U_D=\frac{3\sqrt{3}}{\mathrm{\π}}{V}_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}$

（1.3）

结合式（1.2）和式（1.3）可以得到虚拟直流电压：

$U_D=\frac{3\sqrt{3}}{\mathrm{\π}}{V}_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}=\frac{3A}{2}{V}_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}$

（1.4）

由式（1.4）可以得出参数A的值：

$A=\frac{2\sqrt{3}}{\mathrm{\π}}$

（1.5）

进一步可以得出虚拟直流母线电压为：

$U_D=\frac{3}{2}A\·V_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}=\frac{3\sqrt{3}}{\mathrm{\π}}{V}_{\mathrm{im}}\·\cos \mathrm{\α}$

（1.6）

式（1.6）中的α整流的控制角，从而可以得出最大的虚拟直流母线电压

$U_D=\frac{2\sqrt{3}}{\mathrm{\π}}{V}_{\mathrm{im}}$

（1.7）

逆变部分采用线性SVPWM调制，其参考电压幅值为：

$\left|U_{\mathrm{ref}}\right|\≤\frac{U_D}{\sqrt{3}\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-\mathrm{\θ})}$

（1.8）

当参考矢量的相位

时，参考矢量得到最大值结合最大虚拟直流母线电压式（1.7），则有最大电压传输比q：

$q=\frac{U_{\max }}{V_{\mathrm{im}}}=\frac{3}{\mathrm{\π}}\≈0.955$

（1.9）

由于三相-三相矩阵式变换器在传统间接空间矢量调制策略下线性调制范围内的最大电压传输比仅为0.866，而在虚拟不可控整流矩阵变换器调制策略下线性调制范围内的最大电压传输比为0.955，因此矩阵式变换器的虚拟不可控调制策略解决了三相-三相矩阵式变换器电压传输比低的缺点。

表2为本发明三相-三相矩阵式变换器输出电压为1#扇区时在传统间接空间矢量调制策略控制下在一个调制周期t_s内的开关状态。为了保证在每一个开关状态的切换过程中有且只有一相负载进行换流，本发明对矩阵式变换器的开关状态切换顺序进行了优化调整，图13为矩阵式变换器采用传统间接空间矢量调制策略在一个完整载波周期t_s内实现时的9个状态。

表2矩阵式变换器输出电压为1#扇区

传统间接空间矢量调制策略在一个调制周期内的开关状态

表3为本发明矩阵式变换器输出电压为1#扇区时虚拟不可控整

流调制策略在一个调制周期t_s内的开关状态。

表3本发明矩阵式变换器输出电压为1#扇区

虚拟不可控整流调制策略在一个调制周期内的开关状态

图14为矩阵式变换器采用虚拟不可控整流调制策略在一个完整载波周期t_s内实现时的5个状态。

由表2与图13均可看出三相-三相矩阵式变换器在传统间接空间矢量调制策略控制下在一个调制周期内具有9个开关状态，共发生了8次开关状态的切换，每次有且只有一相负载发生了换流，即在一个调制周期内发生了8次换流；而由表3与图14均可看出三相-三相矩阵式变换器在虚拟不可控整流调制策略控制下在一个调制周期内具有5个开关状态，共发生了4次开关状态的切换，每次有且只有一相负载发生了换流，即在一个调制周期内发生了4次换流，由此可知在一个调制周期内虚拟不可控调制策略的换流次数仅为传统间接空间矢量调制策略换流次数的一半，因此在一个调制周期内虚拟不可控调制策略的开关损耗仅为传统间接空间矢量调制策略开关损耗的50%。

本发明提高矩阵式变换器电压传输比减小开关损耗的应用实例

基于DSP28335与FPGA EP1C12Q240C8N为控制系统搭建了如图15所示的2kW矩阵式变换器样机，分别采用9段法传统间接空间矢量调制策略和5段法虚拟不可控整流调制策略对矩阵式变换器样机的电压传输比以及开关损耗进行了对比性研究。

由图16、图17、图18、图19和图20所示矩阵式变换器实验波形可知，当矩阵式变换器在传统间接空间矢量调制策略下输出线电压波形为50Hz和100Hz时矩阵式变换器输出线电压峰峰值均约为365V；矩阵变换器的电压传输比：

$q=U_o/U_i=\frac{365}{150\×\sqrt{2}\×2}\≈0.860$

当矩阵式变换器在虚拟不可控整流调制策略下输出线电压波形为50Hz和100Hz时矩阵式变换器输出线电压峰峰值均约为403V；矩阵变换器的电压传输比：

$q=U_o/U_i=\frac{403}{150\×\sqrt{2}\×2}\≈0.950$

通过对矩阵式变换器在两种调制策略下实验数据的对比性分析说明在线性调制范围内虚拟不可控整流调制策略解决了传统间接空间矢量调制策略控制下矩阵式变换器电压传输比低、开关损耗大的问题，将矩阵式变换器在线性调制范围内的电压传输比从原来的0.866提高到了0.955，将开关损耗减小到了原开关损耗的50%。

Claims (1)

1.矩阵式变换器的控制方法，其特征在于：首先将常规的三相输入三相输出矩阵式变换器等效为一个虚拟整流器和一个虚拟逆变器的虚拟连接，然后按照输入线电压最大值原则，将矩阵式变换器等效为6个相同的逆变器，每个逆变器是从9组双向开关中选择相应的6组双向开关作为逆变器的工作开关，而其余三个双向开关处于关断状态；此时虚拟整流级采用虚拟不可控整流控制策略，能够获得最大的虚拟直流母线电压，逆变级采用电压空间矢量调制策略进行调制。

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