CN102710159B - 混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 - Google Patents
混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN102710159B CN102710159B CN201210115944.4A CN201210115944A CN102710159B CN 102710159 B CN102710159 B CN 102710159B CN 201210115944 A CN201210115944 A CN 201210115944A CN 102710159 B CN102710159 B CN 102710159B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- modulation
- signal
- unipolarity
- wave
- bipolar
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明公开了一种混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路，在一个正弦周期中混合使用单极性调制与双极性调制的逆变控制技术，在正弦周期过零点前后区间使用双极性调制，在正弦周期其它区间使用单极性调制，通过设置不同的控制参数，控制一个正弦周期中单极性调制与双极性调制的时间比例，在相同控制参数与电路参数的情况下，可以有效降低逆变器输出的电压或电流谐波，特别适合于可再生能源中的并网逆变控制。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路。
背景技术
将直流变换成交流的技术称为逆变，为得到纯正正弦波输出，降低输出电压或电流中的谐波，SPWM(正弦波脉宽调制，Sinusoidal Pulse Width Modulation)调制技术被广泛应用于逆变控制中。随着现代社会对能源的需求增加，可供利用的煤炭、石油等一次能源越来越少，而且在煤炭、石油的利用过程中产生的废气和废物都严重污染自然环境，对人类的健康和生活造成很大的危害。为了避免能源危机、保护环境，人们开始使用可再生能源。所以，使用可再生能源的分布式发电系统迅速的发展起来。而分布式发电系统的核心为并网逆变器与离网逆变器，并网逆变器将利用可再生能源产生的不稳定的直流电能转化为和电网电压同频同相的交流电能，实现并网；离网逆变器将直流电转化为负载可以利用的稳定频率与电压的交流电。采取适当的控制技术，能够使得逆变器的输出电压或电流波形畸变量减少，从而不影响注入电网电能的质量或给负载提供更好质量的交流电源。
PWM(脉冲宽度调制，Pulse Width Modulation)技术是基于采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM技术就是以该结论为理论基础，采用等腰三角波作为载波信号，正弦波作为调制信号，通过正弦波与三角波信号相比较的方法，确定各分段矩形脉冲的宽度，形成脉冲宽度正比于正弦波调制信号幅值的一系列矩形脉冲列，从而形成逆变电路中开关器件的驱动脉冲，控制逆变器电子开关的开通与关断。SPWM可用数字控制芯片或硬件电路实现。根据三角波和正弦波相对极性的不同，SPWM调制可分为单极性SPWM和双极性SPWM两种方式。
单极性SPWM和双极性SPWM两种调制方式在实际应用的过程中，受其固有特性的限制，逆变器的输出波形会发生不同程度的畸变，单极性调制会使逆变器输出在正弦过零点附近产生畸变，而双极性调制会使逆变器输出在正弦峰值附近产生畸变，这两种畸变都会使输出电压或电流的谐波增加，影响逆变输出交流电能的质量。附图3(c)、(d)为单极性SPWM并网逆变电流的仿真波形，可见在过零点附近有明显畸变；附图4(c)、(d)为双极性SPWM并网逆变电流的仿真波形，可见正弦峰值附近有明显畸变。该结果为应用Matlab/Simulink仿真软件在相同的载波频率、滤波参数、死区时间下得到的。
发明内容
技术问题：本发明提供了一种可使并网逆变器输出电压或电流波形谐波更少，并网电能质量更高，使离网逆变输出的谐波更少的混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路。
技术方案：本发明的混合驱动的低谐波逆变控制方法，包括以下步骤：
1)将逆变器正弦脉宽调制技术中的调制信号，即周期变化的正弦波等分，每个周期的所述正弦波在时间轴上等分为2N份，每个区间赋予一个序号，N为大于等于3的自然数，每个周期的正弦波信号即被等分成2N个计数区间；
2)按照设定的各个周期里的单极性调制和双极性调制时间分配比例，确定各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数，所述各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数均大于0；
3)在各个周期中，按照所述步骤2)中确定的单极性调制和双极性调制的区间个数，将双极性调制的区间连续分布在正弦波零点前后，正弦波的其余部分则为单极性调制，由此确定第一切换点的区间序号k1、第二切换点的区间序号k2、第三切换点的区间序号k3和第四切换点的区间序号k4，其中，0＜k1＜k2＜N＜k3＜k4＜2N；
4)在每个周期的起始开始对计数区间计数，同时采用双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k1时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k2时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k3时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k4时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号；当一个正弦波周期结束时，即进入下一个正弦波周期的控制流程。
本发明中的步骤4)中，双极性正弦波脉宽调制信号和单极性正弦波脉宽调制信号由控制芯片的两个引脚分别输出至调制模式切换电路，所述调制模式切换电路中，单极性正弦波脉宽调制输出信号与由控制芯片产生的第一矩形波信号作为第一与门的输入信号，双极性正弦波脉宽调制输出信号与由控制芯片产生的第二矩形波信号作为第二与门的输入信号，所述第一与门和第二与门的输出信号作为或门的输入信号，所述或门的输出信号输出至开关管；第一矩形波信号与第二矩形波信号是一对互补信号，第二矩形波信号为双极性调制输出的选择信号，其作用区间在正弦波形零点前后，第一矩形波信号为单极性调制输出的选择信号。
本发明的混合驱动的低谐波逆变控制中的调制模式切换电路，包括第一与门、第二与门、或门和隔离，第一与门和第二与门的输出端分别与或门的输入端连接，或门的输出端与隔离的输入端连接。隔离的输出端与逆变系统开关管的输入端连接。
有益效果：本发明和现有技术相比，具有以下优点：
本发明方法在输出波形过零点前后，采用双极性调制，克服单纯的采用单极性调制输出波形过零点附近发生畸变的缺点；而在输出波形的峰值附近，采用单极性调制，克服单纯采用双极性调制输出波形在峰值附近发生畸变的缺点，从而达到改善输出波形谐波失真率，提高并网电能质量的目的，如图5所示。本发明采用混合调制最佳比时的并网电流总谐波失真比单极性SPWM调制减少28.78％，比双极性SPWM调制减少40.20％，并网电能质量明显得到提高。
本发明采用单极性与双极性混合调制，通过控制调整输出一个周期中双极性与单极性调制的时间比例，来获得更低的谐波输出与更高的效率。如表1与图6所示，该结果为应用Matlab/Simulink仿真软件改变双极性SPWM调制时间在一个周期内所占的比例，得到的不同的输出波形的THD(总谐波失真，Total Harmonic Distortion)值以及其变化曲线。
由表1和图6可以看出，在相同的仿真条件下，采用单纯的单极性SPWM调制，即表中双极性SPWM调制时间所占周期百分比为0％，逆变器并网电流波形的THD(总谐波失真)值为3.3％；采用单纯的双极性SPWM调制，即表中双极性SPWM调制时间所占周期百分比为100％，其并网电流波形的THD(总谐波失真)值为3.93％。当双极性SPWM调制时间占周期的百分比为8％时，逆变器采用单、双极性混合调制可以取得最佳的并网电流波形，其THD(总谐波失真)值为2.35％。
本发明在一个周期中混合使用双极性调制与单极性调制驱动开关管，可以有效抑制逆变输出正弦过零点与峰值附近波形的畸变，为负载提供谐波更少的正弦波。
本发明在一个输出周期中混合使用SPWM的双极性调制与单极性调制驱动开关管，可以有效降低输出电压或电流谐波。
本发明的调制模式切换电路具有硬件电路结构简单、成本低、控制方便、便于实现等优点。该电路可以实现双极性调制和单极性调制的灵活切换，并且双极性调制与单极性调制的时间分配比例可以通过第一矩形波信号和第二矩形波信号灵活调整，实现SPWM混合调制，为逆变系统开关管提供混合调制的驱动信号，从而达到改善输出波形谐波失真率，提高并网电能质量的目的。
附图说明
图1为本发明方法的逻辑流程图；
图2为本发明方法的正弦波示意图；
图3(a)为单极性调制方式下SPWM波形示意图；
图3(b)为单极性调制方式下SPWM波形放大示意图；
图3(c)为单极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真图；
图3(d)为单极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真过零点附近放大图；
图3(e)为单极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真电流谐波图；
图4(a)为双极性调制方式下SPWM波形示意图；
图4(b)为双极性调制方式下SPWM波形放大示意图；
图4(c)为双极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真图；
图4(d)为双极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真过零点附近放大图；
图4(e)为双极性调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真电流谐波图；
图5(a)为本发明方法的混合调制方式下SPWM波形示意图；
图5(b)为本发明方法的混合调制方式下SPWM波形放大示意图；
图5(c)为本发明方法的混合调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真图；
图5(d)为本发明方法的混合调制方式下并网电流波形Matlab/Simulink仿真电流谐波图；
图6为本发明方法的混合调制方式下不同时间比例对应的THD值曲线；
图7(a)为本发明的调制模式切换电路的结构示意图；
图7(b)为本发明的调制模式切换电路中的单极性正弦波脉宽调制驱动信号A；
图7(c)为本发明的调制模式切换电路中的双极性正弦波脉宽调制驱动信号B；
图7(d)为本发明的调制模式切换电路中的第一矩形波信号C1；
图7(e)为本发明的调制模式切换电路中的第二矩形波信号C2；
图8为单相并网逆变系统示意图。
图中：k1.第1切换点区间序号，k2.第2切换点区间序号，k3.第3切换点区间序号，k4.第4切换点区间序号，1.第一与门，2.第二与门，3.或门，4.开关管，5.隔离，A.单极性正弦波脉宽调制驱动信号，B.双极性正弦波脉宽调制驱动信，C1.第一矩形波信号，C2.第二矩形波信号。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的具体说明。
图3为完全单极性调制方式下的波形，从图3(c)、图3(d)可以明显看出过零点附近波形的畸变。图4为完全双极性调制方式下的波形，从图4(c)、图4(d)可以明显看出峰值附近波形的畸变。图5为本发明的混合调制下的波形，从“混合调制SPWM波形放大图”中可以看出混合调制的驱动波形特点，即在过零点前后使用双极性调制，其它部分使用单极性调制。
本发明的混合驱动的低谐波逆变控制方法，包括以下步骤：
1)将逆变器正弦脉宽调制技术中的调制信号，即周期变化的正弦波等分，每个周期的所述正弦波在时间轴上等分为2N份，每个区间赋予一个序号，N为大于等于3的自然数，每个周期的正弦波信号即被等分成2N个计数区间；
2)按照设定的各个周期里的单极性调制和双极性调制时间分配比例，确定各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数，所述各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数均大于0；
3)在各个周期中，按照所述步骤2)中确定的单极性调制和双极性调制的区间个数，将双极性调制的区间连续分布在正弦波零点前后，正弦波的其余部分则为单极性调制，由此确定第一切换点的区间序号k1、第二切换点的区间序号k2、第三切换点的区间序号k3和第四切换点的区间序号k4，其中，0＜k1＜k2＜N＜k3＜k4＜2N；
4)在每个周期的起始开始对计数区间计数，同时采用双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k1时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k2时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k3时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k4时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号；当一个正弦波周期结束时，即进入下一个正弦波周期的控制流程。
逆变系统一般由逆变电路、滤波电路、采样电路、保护电路、控制电路等组成。双极性正弦波脉宽调制信号和单极性正弦波脉宽调制信号主要由控制电路产生，本发明的混合驱动的低谐波逆变控制方法主要作用于逆变系统的控制电路，控制电路中包含控制芯片及必要的外围控制电路。在实际的应用中，由控制电路产生正弦脉宽调制信号的方式主要有两种：一是通过数字式控制芯片以纯软件方式实现，二是通过搭建硬件调制模式切换电路的方式实现。
本发明的另一个实施例中，硬件实现的示意图如图7(a)所示，调制模式切换电路包括第一与门1、第二与门2、或门3和隔离5，第一与门1和第二与门2的输出端分别与或门3的输入端连接，或门3的输出端与隔离5的输入端连接，隔离5的输出端与逆变系统开关管4的输入端连接，第一与门1与第二与门2的输出作为或门3的输入。在本实施例控制方法的步骤4)中，双极性正弦波脉宽调制信号和单极性正弦波脉宽调制信号由控制芯片的两个引脚分别输出至调制模式切换电路，调制模式切换电路中，单极性正弦波脉宽调制输出信号A与由控制芯片产生的第一矩形波信号C1作为第一与门1的输入信号，双极性正弦波脉宽调制输出信号B与由控制芯片产生的第二矩形波信号C2作为第二与门2的输入信号，第一与门1和第二与门2的输出信号作为或门3的输入信号，或门3的输出信号输出至开关管4。在此需要说明的是，第一矩形波信号C1和第二矩形波信号C2均由控制芯片产生，两者可以是由同一个控制芯片产生，也可以由不同的控制芯片产生；两个矩形波信号可以是和单、双极性调制信号共用同一控制芯片产生，也可以与单、双极性调制信号采用不同的控制芯片产生，具有较大的灵活性。
如图7(d)和图7(e)所示，第一矩形波信号C1与第二矩形波信号C2是一对互补信号，第二矩形波信号C2为双极性调制输出的选择信号，其作用区间在正弦波形零点前后，第一矩形波信号C1为单极性调制输出的选择信号，通过调节互补矩形波C1、C2的占空比和周期可以调节输出的双极性正弦脉宽调制信号和单极性正弦脉宽调制信号在一个周期中所占的比例。
以单相并网系统为例进一步具体说明本发明的技术方案。单相并网系统的原理图如图7所示，通过控制图中V1，V2，V3，V4的SPWM驱动信号来实现混合调制。本实施例中，在一个周期内并网电流过零点前后，采用双极性调制，其余时间采用单极性调制，仿真实验结果如图4所示，并网电流波形得到改善，总谐波失真明显减小。通过改变单极性、双极性在一个周期中所占的比例，得到的实验数据如图5和表1所示，当双极性调制时间所占周期百分比为8％时(在一定的载波频率、滤波参数、死区时间等条件下)，可以获得混合调制的最佳结果。综上，本发明可以使并网电流总谐波失真明显减少，提高并网电能质量。
表1混合调制方式下不同时间比例对应的THD值
Claims (2)
1.一种混合驱动的低谐波逆变控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
1)将逆变器正弦脉宽调制技术中的调制信号，即周期变化的正弦波等分，每个周期的所述正弦波在时间轴上等分为2N份，每个区间赋予一个序号，N为大于等于3的自然数，每个周期的正弦波信号即被等分成2N个计数区间；
2)按照设定的各个周期里的单极性调制和双极性调制时间分配比例，确定各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数，所述各个周期中单极性调制和双极性调制的区间个数均大于0；
3)在各个周期中，按照所述步骤2)中确定的单极性调制和双极性调制的区间个数，将双极性调制的区间连续分布在正弦波零点前后，正弦波的其余部分则为单极性调制，由此确定第一切换点的区间序号k1、第二切换点的区间序号k2、第三切换点的区间序号k3和第四切换点的区间序号k4，其中，0＜k1＜k2＜N＜k3＜k4＜2N；
4)在每个周期的起始开始对计数区间计数，同时采用双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k1时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k2时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k3时，切换到单极性调制模式，即输出单极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号，当计数区间为k4时，切换到双极性调制模式，即输出双极性正弦波脉宽调制信号作为逆变器的驱动信号；当一个正弦波周期结束时，即进入下一个正弦波周期的控制流程。
2.根据权利要求1所述的混合驱动的低谐波逆变控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，所述双极性正弦波脉宽调制信号和单极性正弦波脉宽调制信号由控制芯片的两个引脚分别输出至调制模式切换电路，所述调制模式切换电路中，单极性正弦波脉宽调制输出信号(A)与由控制芯片产生的第一矩形波信号(C1)作为第一与门(1)的输入信号，双极性正弦波脉宽调制输出信号(B)与由控制芯片产生的第二矩形波信号(C2)作为第二与门(2)的输入信号，所述第一与门(1)和第二与门(2)的输出信号作为或门(3)的输入信号，所述或门(3)的输出信号输出至开关管(4)；
所述的第一矩形波信号(C1)与第二矩形波信号(C2)是一对互补信号，第二矩形波信号(C2)为双极性调制输出的选择信号，其作用区间在正弦波形零点前后，第一矩形波信号(C1)为单极性调制输出的选择信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210115944.4A CN102710159B (zh) | 2012-04-19 | 2012-04-19 | 混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201210115944.4A CN102710159B (zh) | 2012-04-19 | 2012-04-19 | 混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102710159A CN102710159A (zh) | 2012-10-03 |
| CN102710159B true CN102710159B (zh) | 2015-07-29 |
Family
ID=46902760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201210115944.4A Expired - Fee Related CN102710159B (zh) | 2012-04-19 | 2012-04-19 | 混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN102710159B (zh) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104022673B (zh) * | 2014-06-26 | 2016-10-19 | 浙江昱能科技有限公司 | 单相全桥逆变器的spwm调制方法 |
| CN104300811A (zh) * | 2014-09-05 | 2015-01-21 | 西安理工大学 | 用于单相电压型pwm整流器的单、双极性混合调制方法 |
| CN104967351B (zh) * | 2015-06-04 | 2017-05-03 | 西北工业大学 | 具有高直流电压利用率的三相正弦波逆变器控制方法 |
| CN106230331B (zh) * | 2016-08-15 | 2019-04-12 | 株洲易力达机电有限公司 | 一种可变驱动方式的直流有刷电机控制方法 |
| CN107425744B (zh) * | 2017-07-10 | 2019-07-12 | 南京航空航天大学 | 逆变器的输出波形改善和低损耗短路运行的控制方法 |
| CN110148960B (zh) | 2019-04-17 | 2023-11-03 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种功率变换电路、逆变器及控制方法 |
| CN112600450B (zh) * | 2020-12-15 | 2021-12-24 | 北京航空航天大学 | 一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质 |
| CN113992047B (zh) * | 2021-10-29 | 2024-02-20 | 深圳市禾望电气股份有限公司 | 三电平电路及其控制方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1110843A (zh) * | 1994-12-23 | 1995-10-25 | 吴健国 | 恒磁通步进旋转式脉宽调制变频电源 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3026046B2 (ja) * | 1993-04-22 | 2000-03-27 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
| JPH09163754A (ja) * | 1995-12-11 | 1997-06-20 | Hitachi Ltd | 直列多重型インバータの制御装置 |
-
2012
- 2012-04-19 CN CN201210115944.4A patent/CN102710159B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1110843A (zh) * | 1994-12-23 | 1995-10-25 | 吴健国 | 恒磁通步进旋转式脉宽调制变频电源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN102710159A (zh) | 2012-10-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN102710159B (zh) | 混合驱动的低谐波逆变控制方法及其调制模式切换电路 | |
| CN102904419B (zh) | 三相pwm波fpga产生装置 | |
| CN102709941B (zh) | 一种准-z源级联多电平单相光伏并网发电系统的控制方法 | |
| CN107342698B (zh) | 一种带平衡桥臂的三相四线零电压开关整流器电路及其调制方法 | |
| CN105978388B (zh) | 一种可抑制漏电流单相升降压型光伏逆变器及其控制方法 | |
| CN103746591B (zh) | 一种h6单相非隔离光伏并网逆变器及其调制方法 | |
| CN103532420B (zh) | 双三电平在线拓扑可切换型逆变器 | |
| CN108599609B (zh) | 一种基于三模块级联h桥的改进载波移相调制方法 | |
| CN103401454B (zh) | 一种适用于混合级联七电平逆变器的类单极性调制方法 | |
| CN108599604B (zh) | 一种单相七电平逆变电器及其pwm信号调制方法 | |
| CN103532417B (zh) | 一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法 | |
| CN102969921A (zh) | 用于z源逆变器的svpwm控制方法 | |
| CN104158420A (zh) | 一种三相三电平变流器的控制方法及控制系统 | |
| CN102122899A (zh) | 并网逆变器的零电流穿越补偿方法和装置 | |
| CN104753377A (zh) | 一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器 | |
| CN110048627A (zh) | 无共模电压的多电平逆变器的调制方法 | |
| CN103618336B (zh) | 整流式高频链并网逆变器的输出数字调制电路及控制系统 | |
| CN104362877A (zh) | 一种多电平高效逆变器 | |
| CN115987125A (zh) | 一种电平数翻倍的混合型mmc及其调制方法 | |
| CN206865369U (zh) | 三电平多脉冲输出无变压器型逆变电路 | |
| CN105703658A (zh) | 一种数模结合的并网逆变装置 | |
| CN103475245B (zh) | 双降压并网逆变器的过零畸变抑制方法 | |
| CN202435291U (zh) | 载波幅值可调的pfc升压电路 | |
| CN107196547B (zh) | 一种三相双buck并网逆变器的对称全周期调制方法 | |
| CN103138613A (zh) | 矩阵式变换器的控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20150729 Termination date: 20180419 |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |