CN104980045B - 一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，突破传统空间矢量调制方法对每个调制周期的空间矢量脉冲都必须限定在该调制周期的起始时刻和终止时刻之内的规定，允许空间矢量的脉冲进行跨周期式的调制，不再受到调制周期起始和终止时刻的限制，从而使脉冲重心恒定为1/4和3/4调制周期，其对应的空间矢量占空比和扇区划分规则也随之进行修正，从而得到一种改进的调制方法。该方法以传统的双空间矢量调制算法为基础，通过调整扇区划分规则、修正整流级输入电流空间矢量占空比和跨周期式的脉冲分配方式，抑制输入电流的谐波畸变程度，既能发挥不对称调制的开关次数少、窄脉冲少的优点，又能同时克服输入、输出波形容易畸变的缺点。

Description

一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法

技术领域

本发明涉及一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，特别是涉及一种能够克服矩阵变换器传统不对称调制方法引起的输入电流谐波缺点的改进型不对称调制方法，属于电力电子技术和控制技术领域。

背景技术

近年来，矩阵变换器(matrix converter，MC)或由其发展而来的双级式矩阵变换器(two stage matrix converter，TSMC)，获得了国内外学者广泛而持续的关注和研究，具有结构紧凑、开关损耗低、功率密度高等显著优点。

MC和TSMC的调制策略一直是相关研究领域的热点之一，现有的调制策略包括Alesina-Venturini调制法、双空间矢量调制法、双线电压合成法和载波调制法等。这些调制方法的共同本质是，通过功率器件的通断控制，将连续的输入电压转换为一系列断续的电压脉冲以合成期望的输出电压，同时将连续的输出电流转换为一系列断续的电流脉冲以合成期望的输入电流。特别地，这些调制过程一般都具有周期性，控制器按照一定的周期检测相关的输入信号和输出信号，并根据一定的数学公式或控制方法计算当前周期内每个开关管的占空比和开关切换时刻。根据调制周期内，输出电压和输入电流脉冲波形关于调制周期中线的对称性，可将调制方式分为对称调制和不对称调制。这种对称性只与脉冲的分布形式相关，而与调制策略无关。

在相同的采样调制频率下，对称调制的开关次数是不对称调制的两倍；同时其脉冲分段数较多，分布较散，相比于不对称调制的脉冲集中分布形式，产生窄脉冲的概率更大，对窄脉冲的丢弃或扩大等处理，也会引起畸变，降低波形质量。而传统不对称调制的问题在于由于脉冲波形的位置在每个调制周期内连续变化，会导致实际的输出电压和输入电流波形与期望值不符，产生一定程度的谐波和畸变，对于这一点，由秦显慧、周波、魏佳丹等在电气和电子工程师协会-工业电子学报上发表的《双级矩阵变换器在不对称调制下的畸变分析和占空比校正算法》，提出了一种“脉冲重心”的概念和相关理论，对矩阵变换器的相关波形因脉冲重心的波动而产生畸变的机理作了详细的阐述，并提出了一种占空比校正算法以改善输出电压和输入电流波形，但该算法过于复杂，且对系统参数依赖性较强。因此，找到一种新的改进方法，使其既能够发挥不对称调制的开关次数少和窄脉冲少等优点，又能够尽量降低输入和输出侧的谐波畸变程度，对MC或TSMC的应用推广，具有重要的意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，通过调整扇区划分规则、修正整流级输入电流空间矢量占空比和跨周期式的脉冲分配方式，抑制了输入电流的谐波畸变程度，改善了输入电流的波形质量。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，包括对整流级和逆变级的空间矢量调制，对整流级的空间矢量调制，采用移位90°的等腰三角形载波，且该等腰三角形载波的最低点和最高点分别对应调制周期T_s的1/4和3/4处，调制波为其值在载波的最低点更新，将调制波与等腰三角形载波交截产生的PWM信号作为整流级的脉宽调制信号，切换轮流参与调制的两个空间矢量I₁和I₂，将空间矢量I₁和I₂的脉冲重心e₁和e₂固定为

对逆变级的空间矢量调制，采用分别移位90°和270°的单边锯齿载波，其中90°单边锯齿载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₂-I₁和U₁-I₁两个脉冲；270°单边锯齿载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₁-I₂和U₂-I₂两个脉冲；

其中，分别为整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂对应的占空比，δ₁、δ₂分别为逆变级参与调制的两个空间矢量U₁、U₂对应的占空比。

优选的，在单个调制周期内，所述整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂脉冲的上升沿和下降沿，以及逆变级参与调制的两个空间矢量U₁、U₂脉冲的上升沿和下降沿时刻分别如下：

I₁：上升沿下降沿

I₂：上升沿下降沿

U₂-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₂：上升沿下降沿

U₂-I₂：上升沿下降沿

优选的，所述整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂对应的占空比的计算公式为：

其中，m_r为整流级的调制比，Γ为与扇区号有关的符号函数，为扇区划分规则下的扇区角，ω_in为输入电压角频率。

优选的，所述扇区划分规则如下：

其中，M_r表示划分的扇区号，θ_in为输入电压电角度，且-π<θ_in<π。

优选的，所述与扇区号有关的符号函数Γ的取值为：

优选的，所述扇区划分规则下的扇区角的取值为：

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，既保持了不对称调制的开关次数少和窄脉冲少等优点，又能够尽量降低输入电流的谐波畸变程度，具有重要的实用价值。

附图说明

图1是双级矩阵变换器的拓扑结构图。

图2是传统方法下逆变级空间矢量扇区划分示意图。

图3是传统方法下整流级空间矢量扇区划分示意图。

图4是传统方法下整流级占空比随矢量角变化的示意图。

图5是传统方法下单个周期内整流级和逆变级的空间矢量典型分布示意图。

图6是传统方法下整流级空间矢量在调制周期内的分布位置随扇区角变化示意图。

图7是本发明方法下整流级空间矢量扇区划分示意图。

图8是本发明方法下整流级占空比随矢量角变化的示意图。

图9是本发明方法下单个周期内整流级和逆变级的空间矢量典型分布示意图。

图10是本发明方法下整流级空间矢量在调制周期内的分布位置随扇区角变化示意图。

图11是本发明方法所采用的调制载波示意图。

图12是传统方法下矩阵变换器输入电流波形图。

图13是本发明方法下矩阵变换器输入电流波形图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

双级式矩阵变换器的拓扑结构如图1所示，而单级式矩阵变换器也可以虚拟化为该拓扑结构。其中，整流级为双向开关，逆变级为单向开关，输入端接至三相正弦交流电源，并接入LC滤波器以滤除高频谐波，输出侧接入RL负载。

矩阵变换器的作用在于通过所有器件的开关调制，将输入三相电压转换为指定频率和幅值的三相输出电压为负载供电，同时将负载电流转换为三相输入电流。设三相输入电压和期望三相输出电压分别为U_in和U_o ^*，其幅值分别为U_im和U_om，电角频率分别为ω_in和ω_o，如下：

其中h和g为整数，并使得θ_in和θ_o处于[-π,π)范围内。

(一)传统的双空间矢量调制方法

一般地，三相输入电流的给定值与输入电压保持相位相同，而输入电流的幅值I_im是由负载电流决定，如下：

通过坐标变换，U_o ^*可转换为在平面内以角速度ω_o旋转的空间矢量。逆变级6个开关管的通断状态可用元素全为0或1的3×2矩阵表示，全部有效开关状态组合共有8种，分别为：

和

其中，U_VII和U_VIII为零矢量，而U_I～U_VI为静止空间矢量。六个非零静止空间矢量将平面分为6个扇区，扇区号用N_i(＝I,II～VI)表示，如图2所示。U_o ^*处于不同扇区时，需选择不同的静止空间矢量，将被选中的两个静止空间矢量记为U₁和U₂。N_i、U₁和U₂的判断方法如下：

一个调制周期内，U₁和U₂各自分为两段脉冲，其总占空比记为δ₁和δ₂，其计算公式为：

其中，m_i为逆变级调制比；扇区角

同样地，通过坐标变换，I_in ^*可转换为在平面内以角速度ω_in旋转的空间矢量。整流级6个开关管的通断状态可用元素全为0或1的2×3矩阵表示，全部有效开关状态组合共有9种，分别为：

和

其中，I_VII、I_VIII和I_IX为零矢量，而I_I～I_VI为静止空间矢量，将空间矢量平面分为6个扇区，扇区号用N_r(＝I,II～VI)表示，如图3所示。I_in ^*处于不同扇区时，需选择不同的静止空间矢量，将被选中的两个静止空间矢量记为I₁和I₂。N_r、I₁和I₂的判断方法如下：

一个调制周期内，I₁和I₂的占空比记为σ₁和σ₂，其计算公式为：

其中，m_r为整流级调制比；扇区角

输入电流空间矢量角度θ_in在[-π,π)区间连续变化时，σ₁和σ₂的取值变化如图4所示。而在某个不特定的调制周期内，整流级和逆变级的空间矢量分布如图5所示。其中整流级在输出I₁和I₂脉冲后剩余的时间段用零矢量填充，一般做法是将零矢量平均分配在两次矢量切换的时刻(也有采用其他分配方式以提高某些方面性能的做法，但在传统不对称调制下，不管如何分配，都难以改善输入电流畸变的情况)。因此，I₁和I₂脉冲波形的上升沿和下降沿时刻可分别表示如下：

I₁：上升沿下降沿

I₂：上升沿下降沿

逆变级空间矢量脉冲分为四段，上升沿和下降沿时刻分别如下：

U₂-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₂：上升沿下降沿

U₂-I₂：上升沿下降沿

从上可知，整流级电流矢量的脉冲重心分别为：

扇区角θ_sr从0至π/3的范围内变化过程中，整流级脉冲重心和脉冲位置的变化情况如图6所示，从图中可明显看出脉冲波形随着扇区角的变化而变化，这也正是导致输入电流畸变的原因。

(二)本发明所提出的改进型调制方法

由于MC或TSMC的输出侧通常接入电机型负载，具有较大的感性，对不对称调制所引起的谐波有较强的滤波抑制作用；即便接入了LC滤波器和其它类型负载，也较容易通过电压的闭环控制改善波形质量。而输入电流只能被动地通过输出电流调制合成，难以实现闭环控制，极易受到不对称调制的影响，尤其在调制载波频率与输入频率的比率较低时，输入电流的波形畸变较为严重。因此本发明对调制方式的改进策略更多着眼于改善输入电流的波形质量。

本发明对逆变级调制部分的扇区判断，占空比计算公式与传统方式一致。整流级调制部分的改进主要包含以下几个方面：

(1)扇区判断规则

本发明所提出的新型扇区划分规则，扇区号记为M_r，具体如下：

修正后6个扇区在空间矢量平面内的分布情况如图7所示。其中M_r(＝I，II，III，IV，V或VI)表示划分的扇区号；θ_in(-π<θ_in<π)为输入电压电角度；ω_in为输入电压角频率，T_s为控制器的采样调制周期。根据本发明所提出规则划分的六个扇区可被分为两种：一种略宽，角度为一种略窄，角度为这两种扇区各有三个，在空间矢量平面上宽窄相间地分布；两种扇区角度的区别随着输入电压频率的增加而增大，也随着调制频率的降低而增大。

(2)占空比计算公式

每个周期内，整流级有且仅有两个相邻的静止空间矢量参与调制。两个参与调制的矢量在作用时间上有先后，将先参与调制的矢量记为I₁，后参与调制的记为I₂。扇区划分规则修改后，I₁和I₂的选取规则相应调节如下：

为抵消I₁和I₂的脉冲重心不在周期中线所造成的偏差，需要对它们的占空比计算公式进行修正，I₁和I₂的占空比修正后的值分别记为和修正后的计算公式如下：

其中，m_r为整流级的调制比，Г为与扇区有关的符号函数，是修改后的扇区角度。

输入电流空间矢量角度θ_in在[-π,π)区间连续变化时，和的取值变化如图8所示。

与此同时，逆变级(对于TSMC是实际的逆变级，对于单级式MC是虚拟逆变级)也需根据给定的输出电压空间矢量，选择两个静止空间矢量U₁和U₂参与调制，其总占空比分别为δ₁和δ₂。根据双空间矢量调制法，逆变级需要与整流级配合调制，矢量U₁分为两段，占空比为和矢量U₂也分为两段，占空比为和本发明对逆变级的处理与传统方式无异。

(3)脉冲分配方式

在传统方式下，为了在一个调制周期内(特别地，在一个周期规整的起始时刻和终止时刻所限定的时间段内)完成所有脉冲的调制，不得不随时调整I₁和I₂脉冲的位置。

有别于这种做法，本发明允许I₁和I₂脉冲的上升沿和下降沿突破规整周期的限制，从而令其脉冲重心的位置分别固定在e₁和e₂两个位置，并且：

在某个不特定的调制周期内，整流级和逆变级的空间矢量分布如图9所示，本发明的调制方法提前半个调制周期计算和δ₁、δ₂。在单个调制周期内，I₁和I₂脉冲波形的上升沿和下降沿时刻可分别表示如下：

整流级空间矢量：

I₁：上升沿下降沿

I₂：上升沿下降沿

逆变级空间矢量：

U₂-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₂：上升沿下降沿

U₂-I₂：上升沿下降沿

其中某些边沿的时刻可能小于0或大于T_s，在本发明提出的方法下，可自然地延伸至前一个或后一个调制周期。以连续的两个扇区I-II为例，整流级脉冲重心和脉冲位置的变化情况如图10所示，从图中可看出当I₁或I₂的脉冲宽度超过0.5时，其边沿可能延伸进入前一个或后一个周期时间段内，但由于I₁和I₂的脉冲宽度是恰好宽窄相间的，所以虽然突破了周期的边界，但各个脉冲却可以互不影响。

(三)本发明所提出方法的载波调制实现方式

为实现本发明所提出的调制方法，采用如图11所示的载波调制方式。

整流级采用移位90°的等腰三角形载波，载波的最低点和最高点分别对应调制周期的1/4和3/4处，调制波为其值在载波最低点更新。调制波与载波交截产生的PWM信号作为整流级的脉宽调制信号，切换I₁和I₂两个空间矢量。

虽然逆变级的占空比计算公式与传统方式相同，但由于要配合整流级的脉冲分配型式，逆变级的载波型式及其调制过程需要相应的修改。本发明对逆变级的调制采用分别移位90°和270°的单边锯齿载波，其中90°载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₂-I₁和U₁-I₁两个脉冲；270°载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₁-I₂和U₂-I₂两个脉冲。

(四)仿真验证和对比

如图12和图13所示，分别为在相同条件下，采用传统不对称调制和本发明所提出的改进型不对称调制所获得的输入电流仿真波形。仿真模型中，输入滤波电感为1.2mH，滤波电容为5μF，负载为串联的10Ω电阻和2.5mH电感；输入电压为800Hz，230Vrms，给定输出电压400Hz，130Vrms；采样调制周期为40ms。

通过波形对比可以看出传统不对称调制下，输入电流存在明显的二次谐波(正半周波形窄而尖，负半周波形宽而钝)；而采用本发明所提出的调制方法，可明显提高输入电流波形的正弦度，降低THD。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，包括对整流级和逆变级的空间矢量调制，其特征在于：

对整流级的空间矢量调制，采用移位90°的等腰三角形载波，且该等腰三角形载波的最低点和最高点分别对应调制周期T_s的1/4和3/4处，调制波为其值在载波的最低点更新，将调制波与等腰三角形载波交截产生的PWM信号作为整流级的脉宽调制信号，切换轮流参与调制的两个空间矢量I₁和I₂，将空间矢量I₁和I₂的脉冲重心分别固定于e₁和e₂两个固定位置，且

对逆变级的空间矢量调制，采用分别移位90°和270°的单边锯齿载波，其中90°单边锯齿载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₂-I₁和U₁-I₁两个脉冲；270°单边锯齿载波与调制波和交截产生PWM信号，形成U₁-I₂和U₂-I₂两个脉冲；

其中，分别为整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂对应的占空比，δ₁、δ₂分别为逆变级参与调制的两个空间矢量U₁、U₂对应的占空比。

2.如权利要求1所述适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，其特征在于：在单个调制周期内，所述整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂脉冲的上升沿和下降沿，以及逆变级参与调制的两个空间矢量U₁、U₂脉冲的上升沿和下降沿时刻分别如下：

I₁：上升沿下降沿

I₂：上升沿下降沿

U₂-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₁：上升沿下降沿

U₁-I₂：上升沿下降沿

U₂-I₂：上升沿下降沿

3.如权利要求2所述适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，其特征在于：所述整流级参与调制的两个空间矢量I₁、I₂对应的占空比的计算公式为：

其中，m_r为整流级的调制比，Γ为与扇区号有关的符号函数，为扇区划分规则下的扇区角，ω_in为输入电压角频率。

4.如权利要求3所述适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，其特征在于：所述扇区划分规则如下：

其中，M_r表示划分的扇区号，θ_in为输入电压电角度，且-π<θ_in<π。

5.如权利要求4所述适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，其特征在于：所述与扇区号有关的符号函数Γ的取值为：

6.如权利要求4所述适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法，其特征在于：所述扇区划分规则下的扇区角的取值为：