CN112532093A - 低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法 - Google Patents

低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法，选取电网基波作为“中继”调制波，且保持开关频率与“中继”基波频率比为恒定整数，能有效抑制相关寄生的间谐波分量，采用电网周期T/24为调制子周期实现对基波相位的线性调制，通过对“中继”基波频谱的搬迁来实现逆变器输出电压频率连续控制，即在同步调制模式下采用恒定低开关频率控制逆变器输出0Hz～100Hz电压；旨在解决交流传动系统中电机工作在恒转矩区时，存在变频器脉冲宽度调制中由于采用混合调制模式切换可能导致的过高冲击电压与冲击电流问题，尤其对超高速设计的大功率电机，其变频器的频率调节范围通常在52Hz～84Hz，有的甚至高达100Hz的额定工作频率等。

Description

低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法
技术领域
本发明属于电力电子交流传动与变频调速领域，更具体地，涉及一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法。
背景技术
在电力电子交流传动系统中，逆变器在恒转矩区采用脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation,PWM)控制，在恒功率区采用方波调制，通常希望逆变器工作时的载波与调制波频率比P为整数，即在整个工作范围内，调制波与载波保持同步。然而当P保持恒定时，基波频率的下降会使得载波频率也变低，造成在电机中产生较大谐波损耗的问题。因此，当基波频率很低时，载波频率保持恒定，P为一个非整数值，此时逆变器只能工作在异步调制模式下。随着基波频率的增加，载波与调制波频率比值P以一种递减的阶梯方式变化，此时逆变器工作也只能在分段同步调制模式下，开关频率在大约200Hz～800Hz不等的一个较低范围内变化。当调制波频率接近于额定频率时，逆变器转换到方波模式工作，此时逆变器工作在恒功率区获得最大电压。由于在整个工作范围内，当载波与调制波频率比P跳变的时刻，可能会产生电压和电流跳变，引起过高冲击电压和冲击电流，影响MW级大功率变频器传动性能，因此对相应的控制策略有较高的要求。当前的相关研究集中在调制模式切换的控制策略，以及低载波频率的优化PWM，尚未考虑低载波频率的无调制模式切换方法。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提出了一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法，针对现有中压大功率交流传动系统中存在的脉冲宽度调制的调制模式切换问题，通过采用以T/24为调制子周期(T是电网基波周期20ms)的基波频谱搬迁方法，即在恒定的低开关频率下，同步实现对0Hz～100Hz频率调节范围内的电压和频率的连续控制，以解决交流传动系统中频率调制比变化时，存在的PWM由于脉冲波头数降低而导致的调制模式切换以及分段同步调制切换的问题，从而解决调制模式切换导致过高的冲击电压与冲击电流的问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法，包括：
(1)选取基波作为调制波，确定调制波的幅值和相位，然后选取拟调节的逆变器输出频率；
(2)选取合适的开关频率，根据开关频率决定逆变器的PWM调制方式；
(3)根据拟调节的逆变器输出频率和调制波频率计算频率偏移量，选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，根据频谱搬迁特性计算基波子周期数、总调制周期与相位增量，并计算逆变器输出波形的理论幅值与相位，T为电网基波周期；
(4)在选取的总调制周期内，对调制波的初始相位进行线性调制，采用选取的PWM方法生成一系列脉冲序列，然后将脉冲序列驱动开关器件，控制逆变器输出拟调节频率的波形。
在一些可选的实施方案中，步骤(1)包括：
选取调制波频率f1为基频，选择调制波的幅值A1和相位θ1为确定值，然后选取某一时刻拟调节的逆变器输出频率fo。
在一些可选的实施方案中，步骤(2)包括：
选择合适的开关频率，若开关频率低于1kHz，则选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，若开关频率高于1kHz，则选择两电平SVPWM方法或者三电平SVPWM方法，以使开关频率与基波频率之比为恒定整数。
在一些可选的实施方案中，步骤(3)包括：
(3.1)对输出频率fo和调制波频率f1，频率偏移量Δf为输出频率与调制波频率之差；
(3.2)选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，其中调制周期T为基波周期；
(3.3)根据频谱搬迁特性计算调制子周期数rT/24、总调制周期Ttotal和相位增量Δθ，其中，rT/24＝24f1/|Δf|，Ttotal＝rT/24·T/24，Δθ＝2π/rT/24；
(3.4)选择相位调制方式，分别为逆时针调制和顺时针调制，根据选择的相位调制方式得到输出波形的幅值；
(3.5)根据选择的相位调制方式，得到输出波形的相位。
在一些可选的实施方案中，步骤(3.4)包括：
若频率偏移量Δf为正则选择逆时针调制，由
Figure BDA0002797084490000031
得到频谱搬迁的逆时针调制的幅值特性；
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，对应的频率为(rT/24+24)·50/rT/24＝50+1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao＝A1·Sinc(π/rT/24)；
若频率偏移量Δf为负则选择顺时针调制，由
Figure BDA0002797084490000041
确定频谱搬迁的顺时针调制的幅值特性；
顺时针调制时，|Fk|'在k＝rT/24-24时最大，对应的频率为(rT/24-24)·50/rT/24＝50-1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao'＝A1·Sinc(-π/rT/24)，其中，函数
Figure BDA0002797084490000042
a和k均为整数。
在一些可选的实施方案中，步骤(3.5)包括：
基于频谱搬迁的PWM以逆时针的基波电压初始相位调制的输出电压的相位特性为：
Figure BDA0002797084490000043
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo为θo＝θ1-π/rT/24；
基于频谱搬迁的PWM以顺时针的基波电压初始相位调制的输出电压的相位特性为：
Figure BDA0002797084490000044
其中，a和k均为整数；
顺时针调制时，|Fk|'在k＝rT/24-24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo'为θo'＝θ1+π/rT/24。
在一些可选的实施方案中，调制周期T为基波周期20ms，常规PWM方法均适用于此同步脉冲宽度频率调制方法。
在一些可选的实施方案中，步骤(4)包括：
(4.1)在总调制周期Ttotal内，根据选择的相位调制方式控制调制波的初始相位线性调制；
(4.2)根据选取的PWM方法，对经过相位调制的调制波形进行PWM调制，得到对应的PWM脉冲序列；
(4.3)对得到的脉冲序列以Ttotal为周期进行周期延拓，生成一系列脉冲开关序列来控制逆变器的开关器件，从而控制逆变器输出拟调节频率的波形。
在一些可选的实施方案中，步骤(4.1)包括：
若选择逆时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递增，即第i个子周期的相位为θi＝θ1+(i-1)Δθ，i＝1,...,rT/24；
若选择顺时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递减，即第i个子周期的相位为θi＝θ1-(i-1)Δθ。
在一些可选的实施方案中，步骤(4.2)包括：
根据选取的PWM方法，对不同相位的调制波形进行调制得到PWM脉冲序列，根据以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，将每个调制子周期对应相位的PWM脉冲序列组合起来，最后得到总调制周期Ttotal内的PWM脉冲序列。
按照本发明的另一方面，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述任一项所述方法的步骤。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
本发明提供的在全局工作范围内的低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法，通过选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方式，可以实现0Hz～100Hz频率的频率调制；开关频率与基波频率之比为恒定整数，在整个频率调制过程中不存在调制模式的切换，是一种全局同步调制；通过选取不同的PWM技术，逆变器的开关频率范围在几百Hz到几kHz；常规PWM技术均适用于此同步脉冲宽度频率调制方法。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法的工作原理，其中，(a)基于基波频谱搬迁方法的同步脉冲宽度频率调制，(b)传统交流传动的开关频率及其载波比P，基于“中继”调制波调制的开关频率及其与基波频率整数比P'与输出频率的关系示意图；
图2是本发明实施例提供的一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法的流程示意图；
图3是本发明实施例提供的一种两电平逆变器和中点钳位型三电平逆变器拓扑结构图，其中，(a)两电平逆变器拓扑结构，(b)中点钳位型三电平逆变器拓扑结构；
图4是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在自由度n＝7时的调制波形相位与开关角的关系图；
图5是本发明实施例提供的一种基于以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法的同步脉冲宽度频率调制示意图；
图6是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz时输出5Hz～95Hz频率范围的频谱分析(开关角自由度14)；
图7是本发明实施例提供的一种选择三电平SVPWM方法，在开关频率2.4kHz时的三阶电平逆变器输出线电压(0Hz～100Hz)频谱分析；
图8是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz时逆变器输出5Hz频率的仿真结果(滤波器参数L＝60mH，C＝20μF)，其中，(a)逆变器输出5Hz频率的三相负载相电流波形及其FFT分析，(b)逆变器输出5Hz频率的电压时的磁通轨迹(0～2s)；
图9是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz时逆变器输出95Hz频率的仿真结果(滤波器参数L＝3mH，C＝20μF)，其中，(a)逆变器输出95Hz频率的三相负载相电流波形及其FFT分析，(b)逆变器输出95Hz频率的电压时的磁通轨迹(0～2s)；
图10是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz时逆变器输出5Hz频率的三相负载电流实验波形(滤波器参数L＝60mH，C＝20μF)；
图11是本发明实施例提供的一种选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz时逆变器输出95Hz频率的三相负载电流实验波形(滤波器参数L＝3mH，C＝20μF)。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明控制方法较为简单，常规PWM技术均适用于此同步脉冲宽度频率调制方法，能提升中压大功率MW级逆变器的运行效率。
本发明提供的低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制法的工作原理如图1所示。图1(a)给出了基于基波频谱搬迁方法的同步脉冲宽度频率调制的原理图。即先通过常规PWM方法将直流变换成交流电压频率50Hz，再通过以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁，对调制波形的相位进行逆时针或者顺时针调制，从而实现0Hz～100Hz的逆变器输出电压频率调节。图1中标号101为直流逆变成交流电压频率50Hz，标号102为采用T/24为调制子周期的基波频谱搬迁实现脉冲宽度频率调制，标号103为逆变器输出电压频率调节范围。图1(b)给出了传统交流传动的开关频率及其载波比P，基于“中继”调制波调制的开关频率及其与基波频率整数比P'与输出频率的关系。图1(b)中标号104为传统交流传动开关频率及其载波比P与输出频率的关系。图1(b)中标号105和106分别为恒定开关频率fs及其与“中继”调制基波频率整数比P′＝fs/50。可以看出，本发明提供的方法的开关频率与“中继”调制基波频率之比保持恒定整数，是一种全局同步调制，在交流传统系统的频率变化时，不存在调制模式的切换问题，可以避免过高的冲击电压与冲击电流，且控制简单。
如图2所示是本发明提供一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法，包含以下步骤：
S1：选取基波作为调制波，确定调制波的幅值和相位，然后选取拟调节的逆变器输出频率；
在本发明实施例中，步骤S1的具体实现方法如下：
S1.1：选取50Hz基波作为调制波，即调制波频率f1＝50Hz。然后选择调制波形的幅值A1和相位θ1为确定值。定义逆变器的基波电压调制度为：
Figure BDA0002797084490000081
其中，U1为采用PWM方法的逆变器输出相电压基波，Udc为逆变器直流侧电压。令调制波的幅值在数值上等于基波电压调制度的4/π倍，则调制波的幅值为A1＝4M1/π。
此实施例中选择调制波幅值可以为A1＝0.8，相位θ1＝0。
S1.2：在交流传动或者变频调速系统中对频率进行调节时，选取某一时刻的频率fo(0Hz≤fo≤100Hz)作为逆变器的输出频率；
此实施例中选择输出频率fo分别为5Hz和95Hz，即控制逆变器分别输出分5Hz频率波形和95Hz频率波形。
S2：选取合适的开关频率，根据开关频率决定逆变器的PWM调制方式，以使开关频率与基波频率之比为恒定整数；
在本发明实施例中，步骤S2的具体实现方法如下：
S2.1：选择合适的开关频率fs，并决定对应的PWM方法；
对于基于部分不对称开关角的优化PWM方法，其开关频率与选择的开关角自由度2n相关，表达式为：
fs＝2n+1 (n＝3,5,7...) (2)
如果选择3+3自由度，则开关频率为350Hz，如果选择5+5自由度，则开关频率为550Hz，如果选择7+7自由度，则开关频率为750Hz。当开关角自由度数目增加时，超越方程组数目急剧增加，开关角求解计算变得复杂。开关频率低于1kHz时可以选择此方法。
对于两电平空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)方法和三电平SVPWM方法，其开关频率一般在1kHz以上。三电平SVPWM的调制效果比两电平SVPWM好，波形畸变率更小，但是控制相对复杂，与逆变器拓扑结构紧密相关。根据实际应用场合可以选择两电平SVPWM方法和三电平SVPWM方法。
此实施例中选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法以及三电平SVPWM方法，此实施例中分别采用两电平逆变器和中点钳位型三电平逆变器，拓扑结构如图3所示。图3(a)为两电平逆变器拓扑结构，图3(b)为中点钳位型三电平逆变器拓扑结构。逆变器的输出滤波器为LC型滤波器，参数为L＝60mH和C＝20μF，负载为纯电阻负载，阻值R＝10Ω。对于基于部分不对称开关角的优化PWM方法，选择7+7自由度计算开关角，图4给出了自由度n＝7时调制波形相位与开关角的关系图，可见调制波形的相位在0～360°区间内均可以找到对应的开关角。对于三电平SVPWM方法，选择开关频率为2.4kHz。
S3：计算频率偏移量，选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，根据频谱搬迁特性计算基波子周期数、总调制周期与相位增量，并计算逆变器输出波形的理论幅值与相位；
在本发明实施例中，步骤S3的具体实现方法如下：
S3.1：根据输出频率fo和调制波频率f1＝50Hz，计算频率偏移量，即Δf＝fo-50。当输出频率fo为5Hz时，频率偏移量Δf＝-45Hz，当输出频率fo为95Hz时，频率偏移量Δf＝45Hz；
S3.2：选择以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，其中调制周期T为电网基波周期20ms；
以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法如图5中的标号501所示，第i个子周期的开关函数为：
Figure BDA0002797084490000101
然后在rT/24个调制子周期内，对调制信号的初始相位θh进行线性增加或线性减小的调制。如图5中的标号502和503所示，给出了120个调制子周期，控制每一个调制子周期内信号的相位以6°递增。最后可以得到合成的调制信号F(t)，其表达式可以表示为
Figure BDA0002797084490000102
如图5中的标号501所示。利用PWM技术对合成调制信号进行调制可以得到一个调制总周期的脉冲序列，如图5中的标号504所示。
S3.3：根据频谱搬迁特性计算调制子周期数rT/24、总调制周期Ttotal和相位增量Δθ；
以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，调制子周期数rT/24＝1200/|Δf|。总调制周期Ttotal＝0.02rT/24/24＝1/|Δf|，相位增量Δθ＝2π/rT/24＝π·|Δf|/600。
此实施例根据计算的Δf＝-45Hz和Δf＝45Hz可以计算出调制子周期数rT/24＝80/3，总调制周期Ttotal＝1/45s，相位增量Δθ＝45π/600＝3π/40。
S3.4：选择相位调制方式，分别为逆时针调制和顺时针调制，然后根据相位调制方式计算出输出波形的幅值Ao；
判断频率偏移量的正负，如果为正则选择逆时针调制，如果为负则选择顺时针调制。若选择逆时针调制，则利用逆时针调制的幅值特性公式：
Figure BDA0002797084490000111
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，对应的频率为(rT/24+24)·50/rT/24＝50+1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao＝A1·Sinc(π/rT/24)。
若选择顺时针调制，则利用顺时针调制的幅值特性公式：
Figure BDA0002797084490000112
顺时针调制时，|Fk|'在k＝rT/24-24时最大，对应的频率为(rT/24-24)·50/rT/24＝50-1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao'＝A1·Sinc(-π/rT/24)。
定义频谱搬迁的调制系数λ为：
Figure BDA0002797084490000121
在此实施例中，根据计算的Δf的正负值选择调制方式。当Δf＝-45Hz时，选择顺时针调制，根据选择的调制波幅值A1＝0.8和计算的调制子周期数rT/24＝80/3，可以计算得到的逆变器输出波形的幅值为Ao＝A1Sinc(-π/rT/24)＝0.8Sinc(-3π/80)；当Δf＝45Hz时，选择逆时针调制，根据选择的调制波幅值A1＝0.8和计算的调制子周期数rT/24＝80/3，可以计算得到的逆变器输出波形的幅值为Ao＝A1Sinc(π/rT/24)＝0.8Sinc(3π/80)。
S3.5：根据选择的相位调制方式计算输出波形的相位θo。
若选择逆时针调制，则利用逆时针调制的相位特性公式：
Figure BDA0002797084490000122
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo为θo＝θ1-π/rT/24。
若选择顺时针调制，则利用顺时针调制的相位特性公式：
Figure BDA0002797084490000131
顺时针调制时，|Fk|'在k＝rT/24-24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo为θo'＝θ1+π/rT/24。
此实施例中，根据计算的调制子周期数rT/24＝80/3和调制波相位θ1＝0，选择顺时针调制可以得到逆变器输出波形的相位θo为θo＝π/rT/24＝3π/80；选择逆时针调制可以得到逆变器输出波形的相位θo为θo＝-π/rT/24＝-3π/80。
S4：在选取的总调制周期内，对调制波的初始相位进行线性调制，采用选取的PWM方法生成一系列脉冲序列，然后将脉冲序列驱动开关器件，控制逆变器输出拟调节频率的波形；
在本发明实施例中，步骤S4的具体实现方法如下：
S4.1：在总调制周期Ttotal内，根据选择的相位调制方式控制调制波的初始相位线性调制。如果选择逆时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递增，即第i个子周期的相位为θi＝θ1+(i-1)Δθ；如果选择顺时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递减，即第i个子周期的相位为θi＝θ1-(i-1)Δθ；
此实施例中，根据调制波相位θ1＝0和计算的相位增量Δθ＝π·Δf/600，选择顺时针调制时，第i个子周期的相位为θi＝(i-1)Δθ＝(i-1)·3π/40；选择逆时针调制时，第i个子周期的相位为θi＝-(i-1)Δθ＝-(i-1)·3π/40。
S4.2：根据选取的PWM方法，对不同相位的调制波形进行调制得到PWM脉冲序列，根据以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，将每个调制子周期对应相位的PWM脉冲序列组合起来，最后得到总调制周期Ttotal内的PWM脉冲序列；
在此实施例中，对于基于部分不对称开关角的优化PWM方法，首先对每一个调制波形的相位θi，分别建立自由度n＝7的非线性方程组并求解。图4给出了调制波形的相位对应的开关角曲线和以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁对应的开关角选取。然后选中每个调制子周期中对应相位的开关角，组合成新的PWM脉冲序列。即在图4中，选取相位θi对应的开关角曲线与相位变化线的交点所对应的开关角，得到新的一系列开关角数据，在总调制周期Ttotal内生成新的PWM脉冲序列。对于三电平SVPWM方法，对初始相位为θi的三相调制基波波形进行SVPWM调制，得到θi对应的PWM脉冲波形。然后以T/24为调制子周期，在总调制周期Ttotal内，依次分别将第i个调制子周期的相位θi所对应的PWM脉冲波形组合在一起，得到新的PWM脉冲序列。
S4.3：对得到的脉冲序列以Ttotal为周期进行周期延拓，生成一系列脉冲开关序列来控制逆变器的开关器件，从而控制逆变器输出拟调节频率的波形。如果想要控制的逆变器输出的拟调节频率发生改变，则返回步骤S1，重新开始该流程。
通过此同步脉冲宽度频率调制方法，逆变器输出特定频率的电压调制度Mo可以表示为：
Figure BDA0002797084490000141
其中M1为逆变器的基波电压调制度，λ为频谱搬迁的调制系数，Uo为采用此脉冲宽度频率调制得到的逆变器输出波形幅值。图1(a)给出了基于基波频谱搬迁方法的同步脉冲宽度频率调制的原理图。即先通过常规PWM方法将直流变换成交流电压频率50Hz，再通过以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁，对调制波形的相位进行逆时针或者顺时针调制，从而实现0Hz～100Hz的逆变器输出电压频率调节。
图6和图7为利用本发明对0Hz～100Hz的间谐波频率的调制效果。选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz(开关角自由度14)情况下进行脉冲宽度频率调制，得到了对应输出电压的频谱分析，如图6所示。可以看出在5Hz～95Hz的频率调制范围内，低次谐波和寄生间谐波(<550Hz)的含量很少，甚至几乎没有，且调制频率越接近基频50Hz，其调制效果越好。选择传统三电平SVPWM方法在开关频率2.4kHz情况下进行同步脉冲宽度频率调制，得到了对应输出电压的频谱分析，如图7所示。可以看出在0Hz～100Hz的频率调制范围内，低次谐波和寄生间谐波(<1150Hz)的含量几乎没有。可见，本发明提供的同步脉冲宽度频率调制方法可以在恒定低开关频率下实现对0Hz～100Hz频率的连续调节。
此实施例对选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法的同步脉冲宽度频率调制方法进行了仿真与实验。根据上述步骤得到的5Hz频率调制和95Hz频率调制的PWM波形，控制逆变器输出对应的5Hz频率和95Hz频率三相电压与电流波形(输出5Hz时滤波器参数L＝60mH，C＝20μF；输出95Hz时滤波器参数L＝3mH，C＝20μF)。图8为选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz(n＝7)时，逆变器输出的5Hz频率的仿真结果。图8(a)为逆变器输出5Hz频率的三相负载相电流波形及其FFT分析，图8(b)为逆变器输出5Hz频率的电压时的磁通轨迹。图9为选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz(n＝7)时，逆变器输出的95Hz频率的仿真结果。图9(a)为逆变器输出95Hz频率的三相负载相电流波形及其FFT分析，图9(b)为逆变器输出95Hz频率的电压时的磁通轨迹。磁通轨迹的计算方法如下：
电机中三相电压合成的空间矢量表示为：
U(t)＝UA(t)+UB(t)ej2π/3+UC(t)e-j2π/3 (10)
磁通矢量可以通过对电压矢量对时间求积分得到：
F(t)＝∫U(τ)dτ (11)
将磁通矢量随时间变化经过的位置连接得到磁通轨迹。磁通轨迹可以反映负载电流的畸变情况。三相正弦波电压的磁通轨迹是圆，PWM输出电压的磁通轨迹越接近圆，说明电流畸变越小。
图10为选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz(n＝7)时，逆变器输出的5Hz频率的三相负载电流实验波形。图11为选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，在开关频率750Hz(n＝7)时，逆变器输出的95Hz频率的三相负载电流实验波形。对比图8、图9、图10和图11，实验结果与仿真分析一致，且波形质量良好。
本申请还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，程序被处理器执行时实现上述方法实施例中的低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法。
需要指出，根据实施的需要，可将本申请中描述的各个步骤/部件拆分为更多步骤/部件，也可将两个或多个步骤/部件或者步骤/部件的部分操作组合成新的步骤/部件，以实现本发明的目的。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种低开关频率与基波频率恒整数比同步脉冲宽度频率调制方法，其特征在于，包括：
(1)选取基波作为调制波，确定调制波的幅值和相位，然后选取拟调节的逆变器输出频率；
(2)选取合适的开关频率，根据开关频率决定逆变器的PWM调制方式，以使开关频率与基波频率之比为恒定整数；
(3)根据拟调节的逆变器输出频率和调制波频率计算频率偏移量，选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，根据频谱搬迁特性计算基波子周期数、总调制周期与相位增量，并计算逆变器输出波形的理论幅值与相位，T为电网基波周期；
(4)在选取的总调制周期内，对调制波的初始相位进行线性调制，采用选取的PWM方法生成一系列脉冲序列，然后将脉冲序列驱动开关器件，控制逆变器输出拟调节频率的波形。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(1)包括：
选取调制波频率f1为基频，选择调制波的幅值A1和相位θ1为确定值，然后选取某一时刻拟调节的逆变器输出频率fo。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤(2)包括：
选择合适的开关频率，若开关频率低于1kHz，则选择基于部分不对称开关角的优化PWM方法，若开关频率高于1kHz，则选择两电平SVPWM方法或者三电平SVPWM方法，以使开关频率与基波频率之比为恒定整数。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤(3)包括：
(3.1)对输出频率fo和调制波频率f1，频率偏移量Δf为输出频率与调制波频率之差；
(3.2)选取以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，其中调制周期T为基波周期；
(3.3)根据频谱搬迁特性计算调制子周期数rT/24、总调制周期Ttotal和相位增量Δθ，其中，rT/24＝24f1/|Δf|，Ttotal＝rT/24·T/24，Δθ＝2π/rT/24；
(3.4)选择相位调制方式，分别为逆时针调制和顺时针调制，根据选择的相位调制方式得到输出波形的幅值；
(3.5)根据选择的相位调制方式，得到输出波形的相位。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤(3.4)包括：
若频率偏移量Δf为正则选择逆时针调制，由
Figure FDA0002797084480000021
得到频谱搬迁的逆时针调制的幅值特性；
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，对应的频率为(rT/24+24)·50/rT/24＝50+1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao＝A1·Sinc(π/rT/24)；
若频率偏移量Δf为负则选择顺时针调制，由
Figure FDA0002797084480000022
确定频谱搬迁的顺时针调制的幅值特性；
顺时针调制时，|Fk|'在k＝rT/24-24时最大，对应的频率为(rT/24-24)·50/rT/24＝50-1200/rT/24，即拟调节的逆变器输出频率，此时逆变器输出波形的幅值为Ao'＝A1·Sinc(-π/rT/24)，其中，函数
Figure FDA0002797084480000031
a和k均为整数。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤(3.5)包括：
基于频谱搬迁的PWM以逆时针的基波电压初始相位调制的输出电压的相位特性为：
Figure FDA0002797084480000032
逆时针调制时，|Fk|在k＝rT/24+24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo为θo＝θ1-π/rT/24；
基于频谱搬迁的PWM以顺时针的基波电压初始相位调制的输出电压的相位特性为：
Figure FDA0002797084480000033
其中，a和k均为整数；
顺时针调制时，|Fk|′在k＝rT/24-24时最大，此时逆变器输出波形的相位θo'为θo'＝θ1+π/rT/24。
7.根据权利要求5或6所述的方法，其特征在于，步骤(4)包括：
(4.1)在总调制周期Ttotal内，根据选择的相位调制方式控制调制波的初始相位线性调制；
(4.2)根据选取的PWM方法，对经过相位调制的调制波形进行PWM调制，得到对应的PWM脉冲序列；
(4.3)对得到的脉冲序列以Ttotal为周期进行周期延拓，生成一系列脉冲开关序列来控制逆变器的开关器件，从而控制逆变器输出拟调节频率的波形。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，步骤(4.1)包括：
若选择逆时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递增，即第i个子周期的相位为θi＝θ1+(i-1)Δθ，i＝1,...,rT/24；
若选择顺时针调制，则在总调制周期Ttotal内，控制每一个调制子周期的调制波形相位依次递减，即第i个子周期的相位为θi＝θ1-(i-1)Δθ。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤(4.2)包括：
根据选取的PWM方法，对不同相位的调制波形进行调制得到PWM脉冲序列，根据以T/24为调制子周期的基波频谱搬迁方法，将每个调制子周期对应相位的PWM脉冲序列组合起来，最后得到总调制周期Ttotal内的PWM脉冲序列。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至9任一项所述方法的步骤。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114050605A (zh) * 2021-11-18 2022-02-15 山东大学 一种基于本地电网相位的变频脉宽调制同步系统及方法
CN114900033A (zh) * 2022-04-26 2022-08-12 南京理工大学 一种基于深度学习的变流器输出频谱定制方法
CN115800380A (zh) * 2022-12-26 2023-03-14 山东大学 一种并网变流脉宽调制相位及频率协同方法及系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101295935A (zh) * 2007-12-10 2008-10-29 西北工业大学 一种可抑制谐波的优化pwm调制方法
CN104459316A (zh) * 2014-11-27 2015-03-25 广东电网有限责任公司电力科学研究院 电力系统的分次谐波测量方法及系统
CN106230241A (zh) * 2016-10-11 2016-12-14 吉林大学 全周期无波形对称特点的选择性谐波消除脉宽调制方法
CN109830960A (zh) * 2019-03-06 2019-05-31 武汉大学 基于频率调制的特定间谐波优化脉冲宽度调制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101295935A (zh) * 2007-12-10 2008-10-29 西北工业大学 一种可抑制谐波的优化pwm调制方法
CN104459316A (zh) * 2014-11-27 2015-03-25 广东电网有限责任公司电力科学研究院 电力系统的分次谐波测量方法及系统
CN106230241A (zh) * 2016-10-11 2016-12-14 吉林大学 全周期无波形对称特点的选择性谐波消除脉宽调制方法
CN109830960A (zh) * 2019-03-06 2019-05-31 武汉大学 基于频率调制的特定间谐波优化脉冲宽度调制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JIE XIE ET AL.: ""Characteristic Harmonic Spectrum Relocating for Controlling Specific Inter-Harmonics of Inverters With New Phase-Shifted Rotating PWM"", 《IEEE ACCESS》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114050605A (zh) * 2021-11-18 2022-02-15 山东大学 一种基于本地电网相位的变频脉宽调制同步系统及方法
CN114050605B (zh) * 2021-11-18 2023-08-15 山东大学 一种基于本地电网相位的变频脉宽调制同步系统及方法
CN114900033A (zh) * 2022-04-26 2022-08-12 南京理工大学 一种基于深度学习的变流器输出频谱定制方法
CN114900033B (zh) * 2022-04-26 2023-02-14 南京理工大学 一种基于深度学习的变流器输出频谱定制方法
CN115800380A (zh) * 2022-12-26 2023-03-14 山东大学 一种并网变流脉宽调制相位及频率协同方法及系统
CN115800380B (zh) * 2022-12-26 2023-12-08 山东大学 一种并网变流脉宽调制相位及频率协同方法及系统

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