CN113162500A - 一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于以交流电机为负载的大功率牵引传动技术领域，涉及一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，根据本发明提出的切换方法可以直观快速地判断全范围内任意两种调制方式的最优切换点，具体是根据磁链偏差矢量幅值判断不同切换点处的切换效果。本发明提出的基于磁链偏差矢量幅值的切换方法与其他切换方法相比，更具有通用性，不受限于调制方式的实现方法，只需要根据调制比计算得到磁链偏差矢量的幅值，即可实现任意两种调制方式或同种调制方式不同脉冲数之间的切换。

Description

一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法

技术领域

本发明属于以交流电机为负载的大功率牵引传动技术领域，涉及一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法。

背景技术

在大功率牵引传动系统中，由于逆变器最高开关频率的限制，以及高速下运行在方波工况下的需求，通常在全速度范围内采用多模式调制策略，如图1所示。当电机运行于低速区时，采用异步调制。随着电机频率的上升(图1中所示为基波频率的上升)，切换到具有不同脉冲数的分段同步调制策略，最终过渡到方波工况。目前常用的同步调制策略主要包括同步空间矢量调制(SVPWM)、中间60°调制、特定次谐波消除调制(SHEPWM)和电流谐波最小调制(CHMPWM)等。

由于多模式调制策略涉及到多种不同调制方式，因此在实际应用中不可避免会存在不同调制策略之间平滑切换的问题。如果切换点选择不当，会引起电机电流和转矩的冲击，甚至造成系统振荡。

申请号为：CN201410069842.2的中国发明专利提出一种在SHEPWM和SVPWM之间平滑切换的方法，保证两种调制方式在切换过程中的相位角不变，实现两种调制方式的平滑切换，而实际上在不同相位处切换产生的切换效果是不同的。目前，判断不同相位处的切换效果通常将谐波电流或定子磁链作为依据。以谐波电流作为切换依据时，根据理论分析，分别在三相输出基波电压的峰值处进行切换可以完全避免谐波电流冲击，但是，对三相进行独立操作，一方面会增加实际工程实现的难度，另一方面，电机总体电流冲击的大小不仅取决于切换前后谐波电流的冲击，还与负载基波电流相关。而在一定的基波下，基波电流与负载类型、运行工况和负载大小等都存在相关性；因此，基于谐波电流的切换方法在实际应用中的效果并不十分理想；另外有文献提出，如果能够保证不同调制方式切换前后定子磁链的幅值和相位的连续性，则可以实现切换过程电机输出转矩的连续性，进而间接实现电流冲击的最小化，并提出基于定子磁链轨迹来判断最优切换时刻。但定子磁链轨迹并不能体现出任意时刻的磁链矢量的实时位置，只是一种近似方法，因此实际应用效果仍然无法达到预期目标。

发明内容

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于：提出一种能够直观快速地判断不同调制方式之间的最优切换点的切换策略，主要目的有以下两点：

1.通过定量计算，能够准确计算出不同调制方式之间的最优切换时刻，对任意同步调制策略都适用，具有高度的通用性。

2.基于本方法选择的切换点可以实现任意两种同步调制方式切换前后电机转矩冲击最小化和电流冲击最小化。

为达到以上目的，采取以下技术方案：

一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，包括以下步骤：

步骤1：根据实际应用场合的需求确定电机全速度范围内采用的逆变器多模式调制策略和所采用的电机控制方法；

步骤2：利用现有技术，计算出逆变器两种相邻调制方式在切换时的调制比，并根据现有技术计算出特定调制方式下逆变器在一个基波周期内的三相输出电压；

步骤3：确定电机的三相电压；

步骤4：根据电机的三相电压计算出电机的定子磁链矢量；

步骤5：计算在一个基波周期内任意基波相位θ处的电机定子磁链；

步骤6：按照步骤2-5分别计算出逆变器切换调制方式前所采用的调制方式和切换调制方式后所采用的调制方式在一个基波周期内的电机定子磁链矢量；

步骤7：计算磁链偏差矢量幅值，绘制一个基波周期内，θ从零变化到2π时切换两种调制方式前后的磁链偏差矢量幅值的曲线，则曲线最小值所对应的相位为逆变器两种调制方式的最优切换相位。

在上述技术方案的基础上，所述逆变器的调制方式的切换包括：在多种调制方式之间进行切换或在同一调制方式的不同脉冲数之间进行切换。

在上述技术方案的基础上，所述调制方式包括：同步空间矢量调制、中间60°调制、特定次谐波消除调制和电流谐波最小调制。

在上述技术方案的基础上，步骤2的具体步骤如下：

任意调制方式和调制比下，由逆变器供电的牵引电机定子电压由一系列电压脉冲组成；

所述逆变器包括：A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；

所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂均由上管和下管串联而成；

逆变器的桥臂输出电压表达式如式(1)所示，

其中，U_kO表示逆变器的k相桥臂的输出电压，k＝A、B或C，U_dc为逆变器直流电压，S_k代表k相逆变器桥臂的状态，S_k为1表示k相桥臂的上管开通，下管关断，S_k为0表示k相桥臂的下管开通，上管关断。

在上述技术方案的基础上，步骤3的具体步骤如下：根据式(1)所示的逆变器的桥臂的输出电压确定电机相电压的公式如式(2)所示，

其中，U_An、U_Bn和U_Cn分别为A、B和C相的电机相电压。

在上述技术方案的基础上，步骤4的具体步骤如下：

将电机的A、B和C三相电压变换到α-β坐标系，变换公式如式(3)所示，

逆变器供电时，电机电压矢量u_{s_inv}的表达式如式(4)所示，

u_{s_inv}＝U_α+jU_β (4)

其中j为虚数单位，在忽略定子电阻的情况下，基于公式(4)，可以计算出电机定子磁链矢量ψ_{s_inv}，如式(5)所示，

ψ_{s_inv}＝∫u_{s_inv}dt (5)

其中，t表示时间。

在上述技术方案的基础上，步骤5的具体步骤如下：根据式(5)，在一个基波周期内任意基波相位θ处的电机定子磁链的计算方式如式(6)所示，

其中，ψ_{s_inv}(0)是磁链平均值校正项，θ为电压基波相位，且0≤θ≤2π；

磁链平均值校正项ψ_{s_inv}(0)的计算公式如式(7)所示，

在上述技术方案的基础上，步骤6的具体步骤如下：按照步骤2-5分别计算出切换前和切换后所采用的两种调制方式在一个基波周期内的电机定子磁链矢量ψ_{s_inv1}(θ)和ψ_{s_inv2}(θ)；

参考式(4)，将两种调制方式切换前后的电机定子磁链矢量写为α-β分量的形式，如式(8)所示，

在上述技术方案的基础上，步骤7的具体步骤如下：定义磁链偏差矢量为ψ_{s_dev}(θ)，如式(9)所示，

根据式(9)计算磁链偏差矢量幅值，如式(10)所示，

根据式(10)绘制一个基波周期内，θ从零变化到2π时的磁链偏差矢量幅值的曲线，则曲线最小值所对应的相位为两种调制方式的最优切换相位。

在上述技术方案的基础上，所述调制比M的定义如式(11)所示，

其中，U_1m为期望输出的基波电压幅值，U_dc为逆变器直流侧电压，π为圆周率。

本发明的有益技术效果如下：

本专利提出的一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制通用切换策略(即基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法)与现有的其他切换策略相比，能够通过定量计算，直接得到任意两种同步调制方式之间的最优的切换点，从而实现在切换过程中，电机电流和转矩冲击的最小化。

附图说明

本发明有如下附图：

图1为基于SHEPWM的全速度范围内多模式调制策略示意图；

图2为三相两电平逆变器供电时逆变器与电机的主电路结构示意图；

图3为P＝7的SHEPWM下逆变器的三相桥臂输出电压波形示意图；

图4为P＝3的SHEPWM下逆变器的三相桥臂输出电压波形示意图；

图5为P＝7的SHEPWM下电机相电压波形示意图；

图6为P＝3的SHEPWM下电机相电压波形示意图；

图7为M＝0.9时P＝7的SHEPWM下α轴电机定子磁链波形曲线示意图；

图8为M＝0.9时P＝7的SHEPWM下β轴电机定子磁链波形曲线示意图；

图9为M＝0.9时P＝3的SHEPWM下α轴电机定子磁链波形曲线示意图；

图10为M＝0.9时P＝3的SHEPWM下β轴电机定子磁链波形曲线示意图；

图11为磁链偏差矢量示意图；

图12为M＝0.9时不同基波相位下从P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM前后磁链偏差矢量α轴分量曲线示意图；

图13为M＝0.9时不同基波相位下从P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM前后磁链偏差矢量β轴分量曲线示意图；

图14为一个基波周期内M＝0.9时不同基波相位下从P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM前后磁链偏差矢量幅值变化曲线示意图；

图15为基波相位为0-π/3，M＝0.9时不同基波相位下从P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM前后磁链偏差矢量幅值变化曲线示意图；

图16为在图15中C点所在相位切换产生的电流变化曲线示意图；

图17为在图15中C点所在相位切换产生的转矩冲击变化曲线示意图；

图18为在图8中E点所在相位处切换产生的电流变化曲线示意图；

图19为在图15中E点所在相位切换产生的转矩冲击变化曲线示意图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明专利的内容，下面结合附图1～19和实施例对本专利的技术方案进行详细描述。

本发明所述基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，包括以下步骤：

步骤1：根据实际应用场合的需求合理地设计应用于电机控制的多模式调制策略。假设电机额定频率为50Hz，图1所示为基于特定次谐波消除脉宽调制(selected harmonicelimination pulse width modulation，SHEPWM，以下的叙述采用其简称SHEPWM)的全速度范围内的多模式调制策略示意图，图中P为每个基波周期内的脉冲数。下面以电机频率45Hz，调制比M为0.9时，P＝7切换到P＝3为例进行说明。

步骤2：在不同的调制方式下，利用现有技术计算出在任意调制比下如图2所示的逆变器在一个基波周期内的输出电压。

调制比M的定义如(11)式所示。

式中，U_1m为期望输出的基波电压幅值，U_dc为逆变器直流侧电压，π为圆周率。

所述逆变器为：三相两电平逆变器；

所述逆变器包括：A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；

所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂均由上管和下管串联而成。

由逆变器供电的牵引电机定子电压由一系列电压脉冲组成，逆变器的桥臂输出电压表达式如公式(1)所示：

式中，U_kO表示逆变器的k相桥臂的输出电压，k＝A,B,C，U_dc为逆变器直流侧电压，S_k代表k相逆变器桥臂的状态，k＝A,B,C。S_k为1表示k相桥臂的上管开通，下管关断，S_k为0表示k相桥臂的下管开通，上管关断。

当调制比M＝0.9时，切换前P＝7的SHEPWM下逆变器的三相桥臂输出电压如图3所示，切换后P＝3时的逆变器的三相桥臂输出电压如图4所示。

步骤3：根据公式(1)所示的逆变器的桥臂输出电压确定电机相电压的公式如式(2)所示。式中，U_An，U_Bn，U_Cn分别为A,B,C相的电机相电压。

由式(2)计算所得切换前后P＝7和P＝3的SHEPWM所对应的电机A,B,C相相电压波形分别如图5和图6所示。

步骤4：根据电机相电压计算出电机的定子磁链矢量。

将电机的A，B，C三相电压变换到α-β坐标系，变换公式如式(3)所示。

逆变器供电时，电机电压矢量u_{s_inv}的表达式为：

u_{s_inv}＝U_α+jU_β (4)

其中j为虚数单位。在忽略定子电阻的情况下，基于公式(4)，可以计算出电机定子磁链矢量ψ_{s_inv}的表达式为：

ψ_{s_inv}＝∫u_{s_inv}dt (5)

其中，t表示时间。

步骤5：根据公式(5)，在一个基波周期内任意相位θ处的电机定子磁链的计算方式按照下式计算，

式(6)中ψ_{s_inv}(0)是磁链平均值校正项，θ为电压基波相位(简称：基波相位)，且0≤θ≤2π。磁链平均值校正项ψ_{s_inv}(0)的计算公式为

步骤6：根据两种调制方式切换时的调制比，按照步骤2-5计算出切换前和切换后所采用的调制方式在一个基波周期内的电机定子磁链矢量ψ_{s_inv1}(θ)和ψ_{s_inv2}(θ)。与公式(4)类似，将两种调制方式切换前后的电机定子磁链矢量写为α-β分量的形式，如公式(8)所示。

根据以上步骤所画出的P＝7的SHEPWM在调制比为0.9时的定子磁链波形α分量(即α轴定子磁链ψ_{sα_inv1}(θ))与基波相位的关系如图7所示，β分量(即β轴定子磁链ψ_{sβ_inv1}(θ))与基波相位的关系如图8所示；根据以上步骤所画出的P＝3的SHEPWM在调制比为0.9时的定子磁链波形α分量与基波相位的关系如图9所示，β分量与基波相位的关系如图10所示。

步骤7：定义磁链偏差矢量为ψ_{s_dev}(θ)，如式(9)所示，

磁链偏差矢量的示意图如图11所示，其中ψ_{s_ref}表示切换调制方式时的参考定子磁链矢量。调制比为0.9时，由P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM前后产生的磁链偏差矢量在不同基波相位处的α分量(即α轴磁链偏差矢量(ψ_{sα_inv1}(θ)-ψ_{sα_inv2}(θ)))如图12所示，β分量(即β轴磁链偏差矢量(ψ_{sβ_inv1}(θ)-ψ_{sβ_inv2}(θ)))如图13所示。定义磁链偏差矢量幅值为：

根据上式画出一个基波周期内，即θ从零变化到2π时的磁链偏差矢量幅值的曲线，则曲线最小值所对应的相位即为两种调制方式的最优切换相位。图14为一个基波周期内基波电压相位与磁链偏差矢量幅值的曲线，每经过π/3相位，磁链偏差矢量幅值的大小循环往复，图15为基波相位(又称为：基波电压相位)在0-π/3范围内时切换前后磁链偏差矢量幅值的变化曲线，从图中可以看到，在C点处，磁链偏差矢量幅值最小，值为零，则C点对应的相位即为调制比M＝0.9时从P＝7的SHEPWM切换到P＝3的SHEPWM的最优切换相位。

图16为在C点所在相位处切换引起的电流(即定子电流)变化曲线示意图，图17为在C点所在相位处切换引起的转矩(即电磁转矩)冲击曲线示意图；图18为在E点相位处切换引起的电流变化曲线示意图，图19为在E点所在相位处切换引起的转矩冲击曲线示意图，结果显示：在C点所在相位处切换，能够实现转矩和电流的平滑切换，没有冲击。

以上所述，仅为本发明技术方案的具体实施方式。本发明提出的切换方法不受限于文中分析的调制方式，不受限于调制方式的实现方法，适用于任何两种不同的调制方式的切换，只需要根据切换时的调制比计算得到磁链偏差矢量的幅值，即可直观快速地判断全相位区间内的最优切换点，具有良好的通用性和实用性。

本说明书中未做详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (9)

1.一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：根据实际应用场合的需求确定电机全速度范围内采用的逆变器多模式调制策略和所采用的电机控制方法；

步骤2：利用现有技术，计算出逆变器两种相邻调制方式在切换时的调制比，并根据现有技术计算出特定调制方式下逆变器在一个基波周期内的三相输出电压；

步骤3：确定电机的三相电压；

步骤4：根据电机的三相电压计算出电机的定子磁链矢量；

步骤5：计算在一个基波周期内任意基波相位θ处的电机定子磁链；

步骤6：按照步骤2-5分别计算出逆变器切换调制方式前所采用的调制方式和切换调制方式后所采用的调制方式在一个基波周期内的电机定子磁链矢量；

步骤7：计算磁链偏差矢量幅值，绘制一个基波周期内，θ从零变化到2π时切换两种调制方式前后的磁链偏差矢量幅值的曲线，则曲线最小值所对应的相位为逆变器两种调制方式的最优切换相位。

2.如权利要求1所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：所述逆变器的调制方式的切换包括：在多种调制方式之间进行切换或在同一调制方式的不同脉冲数之间进行切换。

3.如权利要求2所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：所述调制方式包括：同步空间矢量调制、中间60°调制、特定次谐波消除调制和电流谐波最小调制。

4.如权利要求2所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤2的具体步骤如下：

任意调制方式和调制比下，由逆变器供电的牵引电机定子电压由一系列电压脉冲组成；

所述逆变器包括：A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；

所述A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂均由上管和下管串联而成；

逆变器的桥臂输出电压表达式如式(1)所示，

其中，U_kO表示逆变器的k相桥臂的输出电压，k＝A、B或C，U_dc为逆变器直流电压，S_k代表k相逆变器桥臂的状态，S_k为1表示k相桥臂的上管开通，下管关断，S_k为0表示k相桥臂的下管开通，上管关断。

5.如权利要求4所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤3的具体步骤如下：根据式(1)所示的逆变器的桥臂的输出电压确定电机相电压的公式如式(2)所示，

其中，U_An、U_Bn和U_Cn分别为A、B和C相的电机相电压。

6.如权利要求5所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤4的具体步骤如下：

将电机的A、B和C三相电压变换到α-β坐标系，变换公式如式(3)所示，

逆变器供电时，电机电压矢量u_{s_inv}的表达式如式(4)所示，

u_{s_inv}＝U_α+jU_β (4)

其中j为虚数单位，在忽略定子电阻的情况下，基于公式(4)，计算出电机定子磁链矢量ψ_{s_inv}，如式(5)所示，

ψ_{s_inv}＝∫u_{s_inv}dt (5)

其中，t表示时间。

7.如权利要求6所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤5的具体步骤如下：根据式(5)，在一个基波周期内任意基波相位θ处的电机定子磁链的计算方式如式(6)所示，

其中，ψ_{s_inv}(0)是磁链平均值校正项，θ为电压基波相位，且0≤θ≤2π；

磁链平均值校正项ψ_{s_inv}(0)的计算公式如式(7)所示，

8.如权利要求7所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤6的具体步骤如下：按照步骤2-5分别计算出切换前和切换后所采用的两种调制方式在一个基波周期内的电机定子磁链矢量ψ_{s_inv1}(θ)和ψ_{s_inv2}(θ)；

参考式(4)，将两种调制方式切换前后的电机定子磁链矢量写为α-β分量的形式，如式(8)所示，

9.如权利要求8所述的基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法，其特征在于：步骤7的具体步骤如下：定义磁链偏差矢量为ψ_{s_dev}(θ)，如式(9)所示，

根据式(9)计算磁链偏差矢量幅值，如式(10)所示，

根据式(10)绘制一个基波周期内，θ从零变化到2π时的磁链偏差矢量幅值的曲线，则曲线最小值所对应的相位为两种调制方式的最优切换相位。

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