CN104333245A - 基于载波实现的过调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于载波实现的过调制方法，所述方法包括：根据过调制区域参考矢量的幅值和相位确定三相原始调制波U_1i；将原始调制波叠加零序分量V₀，得到对应三相鞍形调制波U_2i，并进行排序；在过调制区域根据U_max和2-|U_mid|的大小关系判断参考矢量位于线性调制段、六边形调制段或六脉波调制段；在不同调制段分别对三相鞍形调制波进行修正，得到最终三相调制波U_i；将U_i与三角载波进行比较，产生PWM波分配到对应管脚。该方案无需划分扇区及计算矢量作用时间，实现简单、易于工程应用,更适用于任意电平数变流器过调制的实现，仿真结果证明本发明的正确性。

Description

基于载波实现的过调制方法

技术领域

本发明涉及一种任意电平数变流器的过调制方法，尤其是基于载波实现的针对任意电平变流器的过调制方法；其适用于光伏发电并网领域、电机控制领域和电力系统等变流器领域。

背景技术

在变流器工作于较低直流电压或交流传动系统中弱磁区域，且输出高转矩的情况下，就要求变流器具有更高的直流电压利用率，变流器工作状态也由线性调制区进入过调制区。相对于线性调制区，采用过调制多电平变流器所能输出的最大基波电压幅值可以增大9.3％，进而明显地提高逆变器工作范围或者改善驱动系统的控制性能，因而研究多电平过调制具有重要的工程应用价值。

SVPWM(Space Vector PWM，空间矢量脉宽调制)是一种通过交替使用不同的电压矢量来实现电动机磁链轨迹控制的逆变器调制技术。

现有的过调制方法均通过修正参考矢量的幅值和角度来保证相应的输出电压基波幅值，如中国发明专利申请公布说明书CN 101505111A于2009年8月12日公开的“一种三电平空间矢量的过调制方法及系统”。该过调制方法的主要内容为，定义调制度式中的|V_ref|为参考电压幅值，U_dc为变流器总直流母线电压。在参考矢量位于矢量六边形内切圆内时(这一临界点调制度M＝0.9069)，SVPWM处于线性调制区，输出电压矢量为圆形；电压矢量超出矢量六边形内切圆的时候，参考矢量处于过调制一区，参见图4，在Δ角度内，矢量任仍处于矢量六边形内，采用SVPWM线性调制；其余超出六边形部分的矢量无法通过27个基本空间矢量合成，通过修正矢量作用时间将超出部分电压矢量拉回到六边形上作用，参见图5；电压矢量超出矢量六边形外接圆时(这一临界点调制度M＝0.9517)，参考矢量处于过调制二区，参见图7，在Δ角度内，输出电压矢量保持为基本大矢量，即六边形的顶点处；其余部分电压矢量通过修正矢量作用时间将超出部分电压矢量拉回到六边形上作用。在调制度M＝1时，到达过调制二区边界，逆变器工作在六阶梯波模式，进入方波工况。

现有技术的过调制方法在过调制一区计算保持角Δ，根据保持角Δ在六边形调制段修正参考矢量的幅值达到过调制的目的；在过调制二区同样需要计算保持角Δ，根据保持角Δ在六脉波调制段同时进行相角和幅值的修正、在六边形调制段修正参考矢量幅值来达到过调制的目的。

由此可见，现有技术需要计算保持角度、各矢量的作用时间，然后根据保持角度判断参考矢量位置并进行参考电压的幅值和相位的修正，同时需要对电压矢量的作用时间进行修正，并且存在考虑扇区划分的问题，存在大量复杂的数学运算，实现步骤繁琐，占用资源多。同时，现有技术中过调制方法仅针对两电平、三电平变流器，实际应用中多电平变流器过调制会极为复杂，不利于工程实现。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服现有技术中存在的问题，提供一种能够简化SVPWM过调制的计算量及实现方式的基于载波实现的过调制方法。

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：基于载波实现的过调制方法包括定义调制度，特别是主要步骤如下：

步骤1，定义调制度并计算出三相原始调制波

设调制度为M、三相原始调制波为U_1i，其中，i＝a、b和c，则

$M=\frac{2\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{U_{\mathrm{dc}}},$

U_1a＝M sinθ,，

$U_{1b}=M\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

$U_{1c}=M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

式中的|V_ref|为参考电压幅值，U_dc为变流器总直流母线电压，U_1a、U_1b和U_1c为U_1i的三个分量，θ为电网电压相位角；

步骤2，计算叠加零序分量V₀

$V_0=-\frac{\max (U_{1a},U_{1b},U_{1c})+\min (U_{1a},U_{1b},U_{1c})}{2},$

式中的max(U_1a,U_1b,U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b和U_1c中的最大值，min(U_1a,U_1b,U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b和U_1c中的最小值；

步骤3，将零序分量叠加到三相原始调制波，得到三相鞍形调制波

设三相鞍形调制波为U_2i，其中，i＝a、b和c，则

U_2a＝U_1a+V₀，

U_2b＝U_1b+V₀，

U_2c＝U_1c+V₀，

式中的U_2a、U_2b和U_2c为U_2i的三个分量；

步骤4，将步骤3所得到的U_2a、U_2b和U_2c按大小进行排序，以满足U_max≥U_mid≥U_min；

步骤5，先根据调制度M的值，将调制区划分为线性调制区0＜M≤1.154和过调制区1.154＜M≤2.309，

再针对不同的调制区，采用不同的对策，

若在线性调制区，则使用传统的SVPWM载波调制方法，

若在过调制区，则根据U_max≤1与2-U_mid间的大小关系，将其划分为线性调制段U_max≤1、六边形调制段1≤U_max≤2-|U_mid|和六脉波调制段2-|U_mid|≤U_max≤2；

步骤6，构建最终的三相调制波

设最终的三相调制波为U_i，其中，i＝a、b和c，则

若在线性调制段，则采用三相鞍形调制波U_i＝U_2i作为最终的三相调制波，

若在六边形调制段，则采用在保持参考矢量相位角不变的状况下将其幅值缩小到六边形上的方法，以将超出六边形外的矢量拉回到六边形边界上，

若在六脉波调制段，则采用将参考矢量的相位和幅值均修正为离其最近的大矢量的方法，以将参考矢量始终箝位为离其最近的六边形顶点处；

步骤7，先将最终的三相调制波U_i(i＝a,b,c)与三角载波进行比较，得到PWM驱动信号，再将其分配至相应的管脚。

作为基于载波实现的过调制方法的进一步改进：

优选地，步骤6中六边形调制段的调制方法为，当其段内有U_max＝-U_min且U_max＞1时，则以将三相鞍形调制波同时缩小U_max倍为最终三相调制波。

优选地，步骤6中六脉波调制段的调制方法为，当调制波为正时，三相调制波被箝位为1，否则被箝位为-1，以使最终的三相调制波U_i＝sgn(U_2i)(i＝a,b,c)。

优选地，步骤7中的比较方法为，

先构建最大值为1、最小值为-1的高频层叠三角载波信号，并将最终的调制波U_i(i＝a,b,c)与高频层叠三角载波进行比较，若U_i大于三角载波值，则PWM为1，若U_i小于三角载波值，则PWM为0，

之后，将PWM信号按照不同电平数逆变器的分配原则分配至相应的管脚。

优选地，层叠三角载波为一个三角载波层叠，不同电平数逆变器为两电平逆变器。

优选地，层叠三角载波为2个三角载波层叠，不同电平数逆变器为三电平逆变器。

优选地，层叠三角载波为3个以上的三角载波层叠，不同电平数逆变器为四电平以上逆变器。

相对于现有技术的有益效果是：

1、相对于现有的SVPWM过调制算法，本发明无需分为过调制一区二区、计算保持角、判断矢量位置、计算矢量的作用时间并修正；仅需构建调制波经过一次判断和修正，实现方式更为简单。

2、仅需构造鞍形调制波进行简单的判断及调制波的修正，相比于现有的SVPWM过调制算法很大程度上避免了繁杂的数学运算和大量逻辑判断。

3、基于载波实现的通用过调制方法适用于任意电平数的变流器。

附图说明

图1是本发明基于载波实现过调制方法的流程图。

图2是三电平变流器拓扑结构图。

图3是三电平矢量示意图。

图4是过调制一区矢量作用图。

图5是矢量作用下的幅值修正示意图。

图6是过调制二区矢量作用图。

图7是三电平载波比较示意图。

图8是不同调制度对应的三相调制波及A相PWM波的仿真波形图。由该图可看出，在线性调制段时(M＝1.1547)三相线性调制，PWM信号无箝位；处于过调制中三相调制波存在两相或三相调制波同时箝位的情况，A相PWM信号与A相调制波同时处于箝位状态；处于过调制终点(M＝2.309)，三相调制波与PWM均为方波，处于方波工况。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细地说明。在此选择具有代表性的三电平变流器的过调制策略进行举例说明。

如图2、3所示，分别为三电平拓扑结构与空间矢量图，逆变器有27种工作状态，对应27个基本空间矢量，其中3个零矢量，12个幅值为的小矢量，6个幅值为的中矢量和12个幅值为的大矢量。

如图1所示，本发明的技术方案如下：

步骤1，定义调制度并计算出三相原始调制波

设调制度为M、三相原始调制波为U_1i，其中，i＝a、b和c，则

$M=\frac{2\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{U_{\mathrm{dc}}},$

U_1a＝M sinθ,，

$U_{1b}=M\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

$U_{1c}=M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

式中的|V_ref|为参考电压幅值，U_dc为变流器总直流母线电压，U_1a、U_1b和U_1c为U_1i的三个分量，θ为电网电压相位角。

步骤2，计算叠加零序分量V₀

$V_0=-\frac{\max (U_{1a},U_{1b},U_{1c})+\min (U_{1a},U_{1b},U_{1c})}{2};$

式中的max(U_1a，U_1b，U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b、和U_1c中的最大值，min(U_1a,U_1b,U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b和U_1c中的最小值。

步骤3，将零序分量叠加到三相原始调制波，得到三相鞍形调制波

设三相鞍形调制波为U_2i，其中，i＝a、b和c，则

U_2a＝U_1a+V₀，

U_2b＝U_1b+V₀，

U_2c＝U_1c+V₀；

式中的U_2a、U_2b和U_2c为U_2i的三个分量。

步骤4，将步骤3所得到的U_2a、U_2b和U_2c按大小进行排序，以满足U_max≥U_mid≥U_min。

步骤5，先根据调制度M的值，将调制区划分为线性调制区0＜M≤1.154和过调制区1.154＜M≤2.309。

再针对不同的调制区，采用不同的对策，

若在线性调制区，则使用传统的SVPWM载波调制方法；

若在过调制区，则根据U_max≤1与2-U_mid间的大小关系，将其划分为线性调制段U_max≤1、六边形调制段1≤U_max≤2-|U_mid|和六脉波调制段2-|U_mid|≤U_max≤2。

如图4、5所示，图4中六边形内矢量处于线性调制段；图4中六边形外的矢量和图5中Ⅱ区域矢量处于六边形调制段；图5中Ⅰ、Ⅲ区域矢量处于六脉波调制段。

步骤6，构建最终的三相调制波

设最终的三相调制波为U_i，其中，i＝a、b和c，则

若在线性调制段，则采用三相鞍形调制波U_i＝U_2i作为最终的三相调制波；

如图6所示，若在六边形调制段，则采用在保持参考矢量相位角不变的状况下将其幅值缩小到六边形上的方法，以将超出六边形外的矢量拉回到六边形边界上。具体为当其段内有U_max＝-U_min且U_max＞1时，则以将三相鞍形调制波同时缩小U_max倍为最终三相调制波；

若在六脉波调制段，则采用将参考矢量的相位和幅值均修正为离其最近的大矢量的方法，以将参考矢量始终箝位为离其最近的六边形顶点处。具体为，当调制波为正时，三相调制波被箝位为1，否则被箝位为-1，以使最终的三相调制波U_i＝sgn(U_2i)(i＝a,b,c)。

步骤7，先将最终的三相调制波U_i(i＝a,b,c)与三角载波进行比较，得到PWM驱动信号，再将其分配至相应的管脚；具体为，如图7所示，先构建最大值为1、最小值为-1的高频层叠三角载波信号，并将最终的调制波U_i(i＝a,b,c)与高频层叠三角载波进行比较，若U_i大于三角载波值，则PWM为1，若U_i小于三角载波值，则PWM为0。

之后，将PWM信号按照不同电平数逆变器的分配原则分配至相应的管脚。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于载波实现的过调制方法，包括定义调制度，其特征在于主要步骤如下：

步骤1，定义调制度并计算出三相原始调制波

设调制度为M、三相原始调制波为U_1i，其中，i＝a、b和c，则

$M=\frac{2\left|V_{\mathrm{ref}}\right|}{U_{\mathrm{dc}}},$

U_1a＝M sinθ，

$U_{1b}=M\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

$U_{1c}=M\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

式中的|V_ref|为参考电压幅值，U_dc为变流器总直流母线电压，U_1a、U_1b和U_1c为U_1i的三个分量，θ为电网电压相位角；

步骤2，计算叠加零序分量V₀

$V_0=-\frac{\max (U_{1a},U_{1b},U_{1c})+\min (U_{1a},U_{1b},U_{1c})}{2},$

式中的max(U_1a，U_1b，U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b和U_1c中的最大值，min(U_1a，U_1b，U_1c)为步骤1所得到的U_1a、U_1b和U_1c中的最小值；

步骤3，将零序分量叠加到三相原始调制波，得到三相鞍形调制波

设三相鞍形调制波为U_2i，其中，i＝a、b和c，则

U_2a＝U_1a+V₀，

U_2b＝U_1b+V₀，

U_2c＝U_1c+V₀，

式中的U_2a、U_2b和U_2c为U_2i的三个分量；

步骤4，将步骤3所得到的U_2a、U_2b和U_2c按大小进行排序，以满足U_max≥U_mid≥U_min；

步骤5，先根据调制度M的值，将调制区划分为线性调制区0＜M≤1.154和过调制区1.154＜M≤2.309，

再针对不同的调制区，采用不同的对策，

若在线性调制区，则使用传统的SVPWM载波调制方法，

若在过调制区，则根据U_max≤1与2-U_mid间的大小关系，将其划分为线性调制段U_max≤1、六边形调制段1≤U_max≤2-|U_mid|和六脉波调制段2-|U_mid|≤U_max≤2；

步骤6，构建最终的三相调制波

设最终的三相调制波为U_i，其中，i＝a、b和c，则

若在线性调制段，则采用三相鞍形调制波U_i＝U_2i作为最终的三相调制波，

若在六边形调制段，则采用在保持参考矢量相位角不变的状况下将其幅值缩小到六边形上的方法，以将超出六边形外的矢量拉回到六边形边界上，

若在六脉波调制段，则采用将参考矢量的相位和幅值均修正为离其最近的大矢量的方法，以将参考矢量始终箝位为离其最近的六边形顶点处；

步骤7，先将最终的三相调制波U_i(i＝a,b,c)与三角载波进行比较，得到PWM驱动信号，再将其分配至相应的管脚。

2.根据权利要求1所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是步骤6中六边形调制段的调制方法为，当其段内有U_max＝-U_min且U_max＞1时，则以将三相鞍形调制波同时缩小U_max倍为最终三相调制波。

3.根据权利要求1所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是步骤6中六脉波调制段的调制方法为，当调制波为正时，三相调制波被箝位为1，否则被箝位为-1，以使最终的三相调制波U_i＝sgn(U_2i)(i＝a,b,c)。

4.根据权利1所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是步骤7中的比较方法为，

先构建最大值为1、最小值为-1的高频层叠三角载波信号，并将最终的调制波U_i(i＝a,b,c)与高频层叠三角载波进行比较，若U_i大于三角载波值，则PWM为1，若U_i小于三角载波值，则PWM为0，

之后，将PWM信号按照不同电平数逆变器的分配原则分配至相应的管脚。

5.根据权利4所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是层叠三角载波为一个三角载波层叠，不同电平数逆变器为两电平逆变器。

6.根据权利4所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是层叠三角载波为2个三角载波层叠，不同电平数逆变器为三电平逆变器。

7.根据权利4所述的基于载波实现的过调制方法，其特征是层叠三角载波为3个以上的三角载波层叠，不同电平数逆变器为四电平以上逆变器。