CN102684542B

CN102684542B - 采用准正弦平顶调制波生成三相pwm的方法

Info

Publication number: CN102684542B
Application number: CN201210152428.9A
Authority: CN
Inventors: 王榕生
Original assignee: Fuzhou University
Current assignee: Fuzhou University
Priority date: 2012-05-17
Filing date: 2012-05-17
Publication date: 2014-12-31
Anticipated expiration: 2032-05-17
Also published as: CN102684542A

Abstract

本发明涉及一种采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法，其在制定最佳调制波之后，采用不对称规则采样法对三角载波进行调制，意在进一步提升最大输出线电压基波幅值即直流电压利用率。所构建的新型调制波在对三角载波调制后所形成的三相PWM波的最大输出线电压基波幅值比SPWM技术高19%，比SVPWM技术高3.2%，且PWM算法比SVPWM技术来得简单。

Description

采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法

技术领域

本发明涉及电力电子学、DSP等技术领域，特别是采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法。

背景技术

目前普遍应用的三相PWM技术有：

1、SPWM（Sinusoidal PWM正弦脉宽调制）技术，在各种SPWM技术中，不对称规则采样SPWM(asymmetric regular sampled SPWM)技术因具有谐波含量少，总谐波失真THD（total harmonic voltage distortion）低的优点，而被广泛应用。不对称规则采样SPWM的技术方法是指在每一载波周期内对正弦调制波U_rm sin ωt采样二次，采样点位置分别在三角载波顶点与底点，如图1所示。

图1中的t₁、t₂=t₁+T_C/2分别为一个载波周期内的顶点与底点两次采样时刻，PWM脉冲间歇时间t_off1、t_off2与开通时间t_on由下式得出：

t_{off 1} = \frac{T_{C}}{4} (1 - M \sin {ωt}_{1}) - - - (1)

t_{off 2} = \frac{T_{C}}{4} [1 - M \sin ω (t_{1} + \frac{T_{C}}{2})] - - - (2)

t_on=t_on1+t_on2

= \frac{T_{C}}{2} [1 + \frac{M}{2} ({\sin ωt}_{1} + \sin ω (t_{1} + \frac{T_{C}}{2}))] - - - (3)

式中，T_C-三角载波周期；-调制度，即调制度=调制波幅值/载波幅值；

然而，该方法因正弦调制波幅值不能超过三角载波幅值，使得直流电压利用率比较低，仅为0.866。

2、SVPWM（Space Vector PWM空间电压矢量脉宽调制）技术，SVPWM通过6个基本空间电压矢量将矢量空间划分为6个扇区，如图2所示。基本矢量标号以abc为序，1代表该相上桥臂开通，0代表该相下桥臂开通。U_ref代表输出参考电压矢量，θ为矢量旋转角。

在每个开关周期T_s内，用所在扇区包含的两个基本空间电压矢量U_x、U_x±1与零矢量U₇、U₈的线性组合去逼近待输出的U_ref，即

U_refT_s=U_xT₁+U_x±1T₂+U₇T₀+U₈T₀ （4）

（4）式中T_s=T₁+T₂+2T₀，T₁为U_x的作用时间，T₂为U_x±1的作用时间，T₀为零矢量U₇、U₈的作用时间。U_x=U_de^j(x-1)π/3，U_d为直流母线电压。根据每次只切换一个开关状态的原则，对每一扇区包含的两个基本空间电压矢量，确定矢量标号中含有1个“1”的矢量为Ux，含有2个“1”的矢量为U_x±1。应用正弦定理得出各扇区空间电压矢量作用时间T₁、T₂如表1所示。

表1各扇区基本矢量作用时间

扇区	T₁	U_x	T₂	U_x±1
					I(0°≤θ＜60°)	MT_ssin(60°-θ)	100	MT_ssinθ	110
II(60°≤θ＜120°)	MT_ssin(θ-60°)	010	MT_ssin(θ+60°)	110
					III(120°≤θ＜180°)	MT_ssinθ	010	-MT_ssin(θ+60°)	011
IV(180°≤θ＜240°)	-MT_ssinθ	001	MT_ssin(θ-60°)	011
					V(240°≤θ＜300°)	-MT_ssin(θ+60°)	001	MT_ssin(60°-θ)	101
VI(300°≤θ＜360°)	MT_ssin(θ+60°)	100	-MT_ssinθ	101

注：

M = 2 U_{ref} / (\sqrt{3} U_{d}),

为调制度

3、三次谐波注入法PWM技术，即在相电压正弦波调制信号U_r1中叠加适当大小的三次谐波U_r3，使调制信号U_r=U_r1+U_r3成为马鞍形波，如图3所示。在合成线电压时，各相电压的三次谐波分量因相位相同，对减后相互抵消，使线电压不含有三次谐波，但却使调制信号U_r包含幅值更大的基波分量，从而提升了最大输出线电压基波幅值。决定开关器件通断的方法和用正弦波作为调制信号波（SPWM）时相同。

此外，还有SHEPWM（Selected Harmonics Elimination PWM选择谐波消除法脉宽调制）技术，该技术通过求解消除指定谐波（通常是低次谐波）的方程可以得到一组相应的开关角解：α1、α2、α3…，由此形成的PWM将不含有对负载影响大的低次谐波。然而所涉及的消谐方程为超越方程，求解耗时多，难以采用微处器或DSP器件进行实时计算，因此该技术的应用受到限制。

一项好的PWM技术应有三方面要求：1、PWM实时计算相对简单；2、电流谐波失真度ITHD小；3、直流电压利用率高。以下依据该标准对前述各种PWM技术予以评估：

1、SPWM（正弦脉宽调制）技术，该技术的优点是实时计算PWM波方法简单，所生成PWM波的谐波失真度THD小，但缺点是直流电压利用率低，其最大输出线电压基波幅值仅为直流电压U_d的0.866；2、SVPWM（空间电压矢量脉宽调制）技术，该技术的优点是有较高的直流电压利用率，其最大输出线电压基波幅值达到了直流电压值U_d，即直流电压利用率为1，比SPWM技术高15%，并且所生成PWM波的谐波失真度THD在M（调制度）的部分区间内优于SPWM，但缺点也较明显，在实时计算PWM波过程中需要确定输出电压矢量U_ref所在的扇区号，使计算PWM的方法较SPWM复杂；3、三次谐波注入法PWM技术，即在相电压正弦波调制信号中叠加适当大小的三次谐波。在合成线电压时，各相电压的三次谐波相互抵消，线电压不含有三次谐波，但可使调制信号包含幅值更大的基波分量，相应提升了最大输出线电压基波幅值，其直流电压利用率比SPWM技术高15%，然而计算PWM的方法也较SPWM复杂。此外，还有SHEPWM（选择谐波消除法脉宽调制）技术，其优点是可以消除对负载影响大的PWM低次谐波，使功率器件在较低的开关频率条件下最大限度地消除低次谐波对电动机电流、转矩的影响，因而该技术对大功率低频开关器件GTO在低开关损耗的应用中具有重要意义，然而其PWM计算涉及求解超越方程，耗时多，难以采用微处器或DSP器件进行实时计算，因此该技术的应用受到限制。

综上所述，在现有各种三相PWM技术中，SPWM技术的THD值低且计算PWM方法简单为其优点，但直流电压利用率低，仅为0.866；SVPWM及三次谐波注入法PWM技术的直流电压利用率提升到了1，但仍不能满足进一步提升直流电压利用率的应用要求，且PWM计算方法相对复杂。

为此，本案采用新思路、新方法，即构建出一种“准正弦平顶”的新型调制波，以进一步提升最大输出线电压基波幅值即直流电压利用率。所构建的新型调制波在对三角载波调制后所形成的PWM波的最大输出线电压基波幅值比SPWM技术高19%，比SVPWM技术高3.2%，且PWM算法比SVPWM技术来得简单。

发明内容

本发明的目的是采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法，该方法所得到的三相PWM波含有更大的线电压基波幅值，较现有PWM技术进一步提升了直流电压利用率。

本发明采用以下方案实现：一种采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法，其特征在于：构建一准正弦平顶波作为调制波，通过规则采样法生成所述三相PWM，所述准正弦平顶调制波形的数学描述如下：

<math> <mrow> <msub> <mi>U</mi> <mi>r</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open='{' close=''> <mtable> <mtr> <mtd> <mi>M</mi> <mo>,</mo> </mtd> <mtd> <mtext>&alpha;<&omega;t<&pi;-&alpha;</mtext> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mo>-</mo> <mi>M</mi> </mtd> <mtd> <mi>&pi;</mi> <mo>+</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo><</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo><</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mfrac> <mi>M</mi> <mrow> <mi>sin</mi> <mi>&alpha;</mi> </mrow> </mfrac> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> </mtd> <mtd> <mn>0</mn> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>,</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>+</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> </mrow> </math>

式中0≤M≤1为平顶高，为两腰宽。

在本发明一实施例中，所述的规则采样法是不对称规则采样法，该采样法由DSP器件的实时计算予以实现，包括以下步骤：

首先将三相逆变电路每相桥臂中的两个串联开关IGBT控制极分别通过一驱动电路连接到一DSP器件的PWM输出引脚；

其次在所述DSP控制中，每一载波周期发生两次中断，在中断时：首先计算当前采样点序号k值对应的A相调制波角度接着判别角处于调制波的何种波形范围，当0≤ωt≤α，或π-α≤ωt≤π+α，或2π-α≤ωt≤2π时，表明采样位置处于调制波的正弦波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内的开通时间；当α<ωt<π-α时，表明采样位置处于调制波的正平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间；当π+α<ωt<2π-α时，表明采样位置处于调制波的负平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出脉宽时间t_on所对应的比较值。计算B相、C相的PWM波方法与A相一致，即先计算出当前采样点序号k值对应的B相、C相调制波角度，其值分别比A相调制波角度ωt大与除此不同外，后续计算与A相一致；其中为三角载波周期，为载波比，ω=2πf为调制波角频率，为调制度，t_off为PWM脉冲间歇时间，t_on为PWM脉冲开通时间，其中α的取值范围为0.6≤α≤0.8；

最后DSP器件根据所述比较值控制各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期TC内的开通与关断时间，输出PWM电压波。

在本发明一实施例中，所述的α为0.658。

在本发明一实施例中，所述的PWM计算依据公式为：

t_{off 1} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & α < ω t_{1} < π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & π + α < {ωt}_{1} < 2 π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - \frac{M}{\sin α} {\sin ωt}_{1}), & 0 \leq ω t_{1} \leq α, π - α \leq {ωt}_{1} \leq π + α, 2 π - α \leq {ωt}_{1} \leq 2 π \end{matrix} - - - (8)

t_{off 2} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & α < ω t_{2} < π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & π + α < {ωt}_{2} < 2 π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - \frac{M}{\sin α} {\sin ωt}_{2}), & 0 \leq ω t_{2} \leq α, π - α \leq {ωt}_{2} \leq π + α, 2 π - α \leq {ωt}_{2} \leq 2 π \end{matrix} - - - (9)

t_{on 1} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & α < ω t_{1} < π - π α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & π + α < {ωt}_{1} < 2 π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + \frac{M}{\sin α} {\sin ωt}_{1}), & 0 \leq ω t_{1} \leq α, π - α \leq {ωt}_{1} \leq π + α, 2 π - α \leq {ωt}_{1} \leq 2 π \end{matrix} - - - (10)

t_{on 2} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & α < ω t_{2} < π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & π + α < {ωt}_{2} < 2 π - α \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + \frac{M}{\sin α} {\sin ωt}_{2}), & 0 \leq ω t_{2} \leq α, π - α \leq {ωt}_{2} \leq π + α, 2 π - α \leq {ωt}_{2} \leq 2 π \end{matrix} - - - (11)

t_on=t_on1+t_on2

（12）

上式（8）、（9）、（10）、（11）、（12）中为三角载波周期，为载波比，ω=2πf为准正弦平顶调制波角频率，为调制度，t₁、t₂=t₁+T_C/2分别为一个载波周期内的顶点与底点两次采样时刻，t_off1、t_off2为PWM脉冲间歇时间，t_on为PWM脉冲开通时间，其中α的取值范围为0.6≤α≤0.8。

本发明方法具有以下优点：

1、PWM最大输出线电压基波幅值或直流电压利用率有显著提高，比SPWM技术高19%，比SVPWM技术高3.2%；

2、PWM实时算法较为简单。虽然比SPWM算法增加了调制波采样角度范围判别的环节而使算法有所复杂，但仍比SVPWM算法简单；

3、PWM谐波影响与SPWM技术相当。虽然准正弦平顶调制波在增大基波含量的同时伴生出谐波，但通过对调制波优化处理后（使α=0.658），

最大限度地压低了谐波含量，其ITHD值在0≤M<0.65区间较SPWM增加量不超过2.2%；而在M>0.65区间优于SPWM。

附图说明

图1是现有不对称规则采样法示意图。

图2是现有电压空间矢量图。

图3是叠加3次谐波的调制信号示意图。

图4是准正弦平顶调制波形示意图。

图5是UTHD与基波电压分量随α角变化曲线。

图6是ITHD随α角变化曲线。

图7是5、7、11、13次谐波随α角变化曲线。

图8是三相逆变电路示意图。

图9是依据本发明方法设计的DSP系统主程序流程示意图。

图10到图13为DSP中断子程序流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

本发明的基本思想是构建出一种含有更大基波分量的新型调制波，并且所含谐波分量尽可能小。该调制波如图4所示。图4所示调制波U_r是将正弦波顶部削去后得到的波形，其特征是中间为平顶波，两腰为正弦波，因此命名为“准正弦平顶调制波”。对该波形的数学描述如下：

<math> <mrow> <msub> <mi>U</mi> <mi>r</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open='{' close=''> <mtable> <mtr> <mtd> <mi>M</mi> <mo>,</mo> </mtd> <mtd> <mtext>&alpha;<&omega;t<&pi;-&alpha;</mtext> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mo>-</mo> <mi>M</mi> </mtd> <mtd> <mi>&pi;</mi> <mo>+</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo><</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo><</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mfrac> <mi>M</mi> <mrow> <mi>sin</mi> <mi>&alpha;</mi> </mrow> </mfrac> <mi>sin</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> </mtd> <mtd> <mn>0</mn> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>,</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&pi;</mi> <mo>+</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> <mo>-</mo> <mi>&alpha;</mi> <mo>&le;</mo> <mi>&omega;t</mi> <mo>&le;</mo> <mn>2</mn> <mi>&pi;</mi> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>5</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </math>

式中0≤M≤1为平顶高，为两腰宽。由于图4中的三角载波幅值取1，所以调制波平顶高M等同于调制度。对式（5）进行傅里叶分析可知，调制波所含基波分量幅值要大于平顶高度M，并且随着调制波平顶宽度的增大即α角减小而增大。当α→0时，调制波演变为方波，其基波幅值达到最大值因此扩大平顶宽度有利于提高基波分量幅值，然而另一方面，所含谐波分量亦随平顶宽度的增大（即α角减小）而有起伏变化。因此解决好增大基波与降低谐波影响二者间的矛盾是获取最佳调制波的关键。谐波影响可由谐波失真度来衡量，定义如下：

电压谐波失真度

UTHD = \sqrt{\underset{k = 5,7,11,13, . . .}{Σ} U_{k}^{2}} / U_{1} - - - (6)

电流谐波失真度

ITHD = \sqrt{\underset{k = 5,7,11,13, . . .}{Σ} {(\frac{U_{k}}{k})}^{2}} / U_{1} - - - (7)

（6）、（7）式中U_k为k次电压谐波幅值，U₁为电压基波幅值。

由于图4所示的调制波具有1/4周波对称而不含有偶次谐波，且线电压中也不含有三次及其倍数次谐波，所以（6）、（7）式谐波次数k只考虑非三倍次的奇次谐波。

图5、图6分别给出了当M＝1时电压谐波失真度UTHD与电流谐波失真度ITHD随α角变化曲线。图7为5、7、11、13次谐波随α角变化曲线。由图5、6、7表明，随着α的减小或平顶宽度的增大，必伴生出谐波影响，这是增大基波分量的代价。然而客观上存在着择优空间，可在其间寻求一个最优点，即在提升基波分量的过程中寻求谐波影响相对最小。不难看出，当α=0.658时，ITHD有一个极小值，对应的基波幅值达1.19，并且UTHD也在该点附近取得极小值。表2给出了调制波在α=0.658取值下含有的5、7、11、13等有影响的低次谐波幅值，其中最大谐波值仅0.0337。综合所有情况，α=0.658取值下的调制波可视为最佳。除了该最优点α=0.658外，由图5、图6不难看出，在0.6≤α≤0.8取值范围内的调制波都有较低的谐波失真度及较高的基波分量，因此采用该取值范围的应用都属于保护范围。

表2各谐波分量及谐波失真度值

注：UTHD、ITHD累计谐波至53次。

较佳的，下面以α=0.658确定的最佳调制波，进行后续的分析说明，确定了该最佳调制波之后，采用不对称规则采样法对三角载波进行调制，所得到的三相PWM波含有更大的线电压基波幅值，如表2所示，比SPWM高19%。PWM脉冲计算依据公式如下：

t_{off 1} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & 0.658 < ω t_{1} < π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & π + 0.658 < {ωt}_{1} < 2 π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - \frac{M}{\sin 0.658} {\sin ωt}_{1}), & 0 \leq ω t_{1} \leq 0.658, π - 0.658 \leq {ωt}_{1} \leq π + 0.658, 2 π - 0.658 \leq {ωt}_{1} \leq 2 π \end{matrix} - - - (8)

t_{off 2} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & 0.658 < ω t_{2} < π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & π + 0.658 < {ωt}_{2} < 2 π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - \frac{M}{\sin 0.658} {\sin ωt}_{2}), & 0 \leq ω t_{2} \leq 0.658, π - 0.658 \leq {ωt}_{2} \leq π + 0.658, 2 π - 0.658 \leq {ωt}_{2} \leq 2 π \end{matrix} - - - (9)

t_{on 1} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & 0.658 < ω t_{1} < π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & π + 0.658 < {ωt}_{1} < 2 π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + \frac{M}{\sin 0.658} {\sin ωt}_{1}), & 0 \leq ω t_{1} \leq 0.658, π - 0.658 \leq {ωt}_{1} \leq π + 0.658, 2 π - 0.658 \leq {ωt}_{1} \leq 2 π \end{matrix} - - - (10)

t_{on 2} = \{\begin{matrix} \frac{T_{C}}{4} (1 + M), & 0.658 < ω t_{2} < π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 - M), & π + 0.658 < {ωt}_{2} < 2 π - 0.658 \\ \frac{T_{C}}{4} (1 + \frac{M}{\sin 0.658} {\sin ωt}_{2}), & 0 \leq ω t_{2} \leq 0.658, π - 0.658 \leq {ωt}_{2} \leq π + 0.658, 2 π - 0.658 \leq {ωt}_{2} \leq 2 π \end{matrix} - - - (11)

t_on=t_on1+t_on2（12）

式（8）、（9）、（10）、（11）、（12）中为三角载波周期，为载波比，ω=2πf为调制波角频率，为调制度，t₁、t₂=t₁+T_C/2分别为一个载波周期内的顶点与底点两次采样时刻，t_off1、t_off2为PWM脉冲间歇时间，t_on为PWM脉冲开通时间。

根据公式（8）、（9）、（10）、（11）、（12）对准正弦平顶调制波计算三相PWM波的程序设计方法如下：

采用DSP控制软件实现准正弦平顶调制波三相PWM波电压输出。三相逆变主电路如图8所示。每相桥臂中的两个串联开关IGBT控制极分别通过驱动电路连接到DSP器件的PWM1～PWM6六个引脚。由DSP的事件管理器EVA中的比较寄存器CMPR1、CMPR2、CMPR3分别控制图8的A相、B相、C相桥臂的PWM输出。设置定时器T1为增减计数工作模式，其周期寄存器T1PR值设为载波周期值T_C的二分之一；使能定时器T1下溢及周期中断，即设置程序在每一载波周期内发生两次中断。当中断发生时，程序转入中断服务子程序中进行PWM实时计算。在中断服务子程序中，首先计算当前采样点序号k值（每发生一次中断对k值加1）对应的A相调制波角度（为载波比），接着判别角处于调制波的何种波形范围，当0≤ωt≤0.658，或π-0.658≤ωt≤π+0.658，或2π-0.658≤ωt≤2π时，表明采样位置处于调制波的正弦波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内（下同）的开通时间；当0.658<ωt<π-0.658时，表明采样位置处于调制波的正平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间；当π+0.658<ωt<2π-0.658时，表明采样位置处于调制波的负平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出脉宽时间t_on所对应的比较值，并将该值存入比较寄存器CMPR1中。计算B相、C相的PWM波方法与A相一致，即先计算出当前采样点序号k值对应的B相、C相调制波角度，其值分别比A相调制波角度ωt大与然后按上述计算A相上桥臂开通时间t_on与下桥臂开通时间f_off的相同方法得出B相、C相在每半个载波周期内的PWM脉宽时间所对应的比较值，并将比较值分别存入比较寄存器CMPR2与CMPR3中。DSP器件根据CMPR1、CMPR2、CMPR3中的数值控制图8各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期T_C内的开通与关断时间，使A、B、C点输出PWM电压波，三点间电压U_AB、U_BC、U_CA即为三相PWM线电压。请参见图9～图13，图9是依据本发明方法设计的DSP系统主程序流程示意图，图10～图13为DSP中断子程序流程示意图。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1.一种采用准正弦平顶调制波生成三相PWM的方法，其特征在于：构建一准正弦平顶波作为调制波，通过规则采样法生成所述三相PWM，所述准正弦平顶波的波形数学描述如下：

式中为平顶高，为两腰宽；所述为0.658；

所述的规则采样法是不对称规则采样法，该采样法由DSP器件的实时计算予以实现，包括以下步骤：

其次在所述DSP控制中，每一载波周期发生两次中断，在中断时：首先计算当前采样点序号k值对应的A相调制波角度，接着判别角处于调制波的何种波形范围，当，或，或时，表明采样位置处于调制波的正弦波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂在每半个载波周期内的开通时间；当时，表明采样位置处于调制波的正平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间；当时，表明采样位置处于调制波的负平顶波部分，则分别按公式与计算A相上桥臂与下桥臂开通时间，进而得出脉宽时间所对应的比较值；计算B相、C相的PWM波方法与A相一致，即先计算出当前采样点序号k值对应的B相、C相调制波角度，其值分别比A相调制波角度大与，除此不同外，后续计算与A相一致；其中为三角载波周期，为载波比，为调制波角频率，为调制度，为PWM脉冲间歇时间，为PWM脉冲开通时间；

最后DSP器件根据所述比较值控制各相桥臂的IGBT开关在每一载波周期内的开通与关断时间，输出PWM电压波；

所述PWM计算依据公式为：

（8）

（9）

（10）

（11）

（12）

上式（8）、（9）、（10）、（11）、（12）中为三角载波周期，为载波比，为准正弦平顶调制波角频率，为调制度，、分别为一个载波周期内的顶点与底点两次采样时刻，、为PWM脉冲间歇时间，为PWM脉冲开通时间。