CN110336480B - 一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法。所述方法根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并对A相功率器件动作的四个角度进行最小脉宽约束；通过检测正弦波相角，并将相角与A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到三相调制波；利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号。本发明方法可以基于载波实现三电平变流器的方波调制，并使得三相相电压在进入方波时满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称，克服了传统基于载波调制方法无法进入方波的不足，且其步骤简单，实现方便。

Description

一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法

技术领域

本发明涉及一种PWM调制方法，尤其涉及一种基于载波实现的方波调制方法。

背景技术

三电平变流器可以归为高压大功率变流器的行列，典型的三电平变流器如三电平中点箝位(Neutral Point Clamped,NPC)变流器，其主电路拓扑如图1所示。相比于传统两电平变流器，三电平NPC变流器通过控制每相四个可控功率器件的开关状态，可输出三种不同的电平状态，从而降低了各功率器件承受的电压应力并提升了变流器的最大输出功率。此外，三电平NPC变流器还具备结构和控制相对简单、易采用背靠背结构实现能量回馈的优点。因此，三电平变流器较适用于高压大功率电机调速场合，并在3kV及以下电压的高压大功率电机驱动领域占有优势地位。

当三电平变流器应用于大功率电机的牵引传动系统时，其最高输出频率可达到300Hz以上，而受限于功率器件的开关损耗和系统的散热能力，各功率器件的开关频率一般不会超过 500Hz。为在不超过最大开关频率的前提下尽可能提高变流器逆变侧的输出频率，通常在输出频率超过130Hz时采用方波调制，即使得每个基波周期内各功率器件只通断一次，各功率器件的开关频率等于输出基波频率。

当进入方波调制时，为满足各大功率器件如GTO、IGCT较长时间的开通时间和关断时间，保证大功率器件的顺利开通与关断，其输出相电压必须满足最小脉宽约束。对于脉冲宽度小于最小脉宽时间的窄脉冲，需将其持续时间延长至最小脉宽时间。

针对三电平变流器的方波调制，目前主流的方法有两种，分别为基于特定谐波消除的调制(Specific Harmonic Elimination PWM,SHEPWM)和基于空间矢量的调制(SpaceVector PWM,SVPWM)。文献《低开关频率下SHEPWM和SVPWM同步调制策略比较研究》(王堃.[J].电工技术学报,2015,30(14):333-341)详细对比了两种同步调制策略，其中，SHEPWM通过离线计算开关角并依据调制比在线查询比较的方式实现调制，其在进入方波调制时具有能准确控制基波电压的优点，但其动态性能差、不能实时计算；SVPWM通过在线计算各空间矢量的作用时间实现调制，其在进入方波调制时动态性能较好，但在其作用下得到的基波幅值与电压指令值存在一定偏差。由以上研究可知，SHEPWM和SVPWM在进入方波调制时均存在一定缺陷。

基于载波的调制(Carrier Based PWM,CBPWM)是三电平变流器另一种常用的调制策略，其具备原理简单、实现方便的优点。文献《三电平NPC逆变器载波层叠PWM控制方法的研究》(冯纪归.[J].电力电子技术,2008,42(11):1-5)分析了传统CBPWM作用下相电压的谐波特性，指出对于载波同相层叠CBPWM，在输出相电压中的谐波能量主要集中在载波频率处，其它的谐波主要是以载波整数倍频率为中心的边带谐波。从中可推论出传统CBPWM只能在载波比为3的奇数倍时实现满足半波对称和三相对称的同步调制，其无法正常进入方波调制，从而无法在不超过功率器件最大开关频率的前提下获得较高的输出频率。这一缺陷也限制了CBPWM在三电平变流器变频调速时的应用。

发明内容

为克服传统基于载波调制无法进入方波调制的缺陷，本发明提出一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法。本发明根据调制比在线计算出方波调制时每相功率器件动作的四个角度，并利用正弦波相角与四个角度的位置关系得到三相调制波。根据三相调制波与同相层叠三角载波的比较结果直接控制各功率器件的开关状态，使得输出相电压在进入方波工况的同时满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称。本发明能够基于载波实现方波调制，具备良好的动态性能且其能准确控制基波电压，并且步骤简洁、实现方便，拓宽了传统基于载波调制在三电平变流器高输出频率下的应用范围。

本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并对其进行最小脉宽约束；通过检测正弦波相角，并将相角与A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到本发明调制方法所使用的三相调制波；利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号。本发明调制方法可以基于载波实现三电平变流器的方波调制，并使得三相相电压在进入方波时满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称。

本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法具体如下：

1、确定三相正弦波的幅值和相角

对三相正弦波定义如下：

式(1)中，U_a、U_b和U_c为三相正弦波，M代表标幺后的正弦波幅值，ω为正弦波的角速度，t代表时间，ωt即为正弦波的相角。

2、在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度值

根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄。具体计算方法如下：

式(2)中，asin为反正弦函数，M代表标幺后的正弦波幅值，θ₁、θ₂、θ₃、θ₄值需限定在0到2π。

3、对A相功率器件动作的四个角度值进行最小脉宽约束

为保证大功率器件的顺利开通与关断，需对计算所得的A相功率器件动作的四个角度值进行最小脉宽约束。定义最小脉宽时间为MinP，对A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行最小脉宽约束的方法如下：

1)判断2×asin(πM/4)≥ω×MinP是否成立。其中，ω为正弦波的角速度，M代表标幺后的正弦波幅值；

2)当上述判断条件成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值满足最小脉宽要求，保持不变；

3)当上述判断条件不成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值不满足最小脉宽要求，需依据下式进行处理：

式(3)中，MinP代表最小脉宽时间。

4、确定三相调制波表达式

通过检测正弦波相角，并将相角与A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到三相调制波。三相调制波的具体确定方法如下：

1)检测正弦波相角ωt，当正弦波相角ωt位于θ₁～θ₂之间时令A相调制波值为2，位于θ₃～θ₄之间时令A相调制波值为-2，位于其余角度区间时令A相调制波值为0，从而得到A相调制波；

2)将A相调制波分别右移120度得到B相调制波，左移120度得到C相调制波。

5、确定三角载波表达式

利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号。其中，同相层叠的三角载波定义如下：

式(4)中，Carrier1为同相层叠三角载波的上三角载波，Carrier2为同相层叠三角载波的下三角载波，ω为三相正弦波的角速度，t_c对应时间变量，其值根据时间由0到π/ω变化，具体如下：

式(5)中，t代表时间，floor代表向下取整。

6、确定调制波与载波的比较规则

利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较，得到各功率器件的PWM信号。定义三电平变流器输出的三个电平状态由高到低分别为P、O、N，则三相调制波与同相层叠的三角载波的具体比较规则如下：

1)当调制波值同时大于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1和同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2，控制三电平变流器对应相输出P电平；

2)当调制波值同时小于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1和同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2，控制三电平变流器对应相输出N电平；

3)当调制波值小于等于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1且大于同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2时，控制三电平变流器对应相输出O电平。

附图说明

图1三电平NPC逆变器拓扑图；

图2理想方波调制下的相电压波形；

图3三相调制波与三角载波在一个基波周期内的比较示意图；

图4本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的具体实施流程图；

图5a、图5b是实施例中基波频率140Hz，调制比为1下本发明方法作用下A相调制波、三角载波和三相相电压，其中：图5a为A相调制波与三角载波比较图，图5b为对应的三相相电压；

图6是实施例中基波频率140Hz，调制比为0.7下本发明方法作用下的三相相电压；

图7是实施例中基波频率140Hz，调制比为0.4下本发明方法作用下的三相相电压；

图8是实施例中基波频率140Hz，调制比为0.1下本发明方法作用下的三相相电压；

图9是实施例中基波频率140Hz，调制比为0.03下本发明方法作用下的三相相电压，此时每相功率器件动作的四个角度需要经过最小脉宽处理；

图10是实施例中基波频率130Hz到180Hz，调制比0到1下本发明方法作用下的基波频率、调制比和A相输出电流；

图11是实施例中基波频率130Hz到135Hz，调制比0到0.1下本发明方法作用下的 A相相电压和A相输出电流；

图12是实施例中基波频率140Hz到145Hz，调制比0.2到0.3下本发明方法作用下的A相相电压和A相输出电流；

图13是实施例中基波频率155Hz到160Hz，调制比0.5到0.6下本发明方法作用下的A相相电压和A相输出电流；

图14是实施例中基波频率175Hz到180Hz，调制比0.9到1下本发明方法作用下的 A相相电压和A相输出电流。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并对其进行最小脉宽约束；通过检测正弦波相角，并将相角与A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到本发明调制方法所使用的三相调制波；利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号。本发明调制方法可以基于载波实现三电平变流器的方波调制，并使得三相相电压在进入方波时满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称。

本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法具体如下：

1、确定三相正弦波的幅值和相角

本发明根据正弦波幅值在线计算得到方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并根据正弦波相角与A相动作四个角度之间的位置关系，得到三相调制波的表达式。本发明基于三相调制波与三角载波比较来实现方波调制，为确定三相调制波的表达式，需首先确定三相正弦波的幅值和相角。

2、在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度值

本发明在确定三相正弦波幅值的基础上，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄。在线计算开关动作角可提高调制策略的动态性能，本发明在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度的原理如下：

对于方波调制，在一个基波周期内每相桥臂四个功率器件各开关动作一次，对应基波周期正负半周各一个波头。如图2所示，理想方波调制下的相电压波形为满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称的周期性开关波形。对于周期性开关波形，均可傅里叶分解为：

式(6)中，f(t)代表周期性开关波形，t为时间，a₀项为直流分量，a_k项为余弦分量，b_k项为正弦分量，k代表谐波次数，ω＝2π/T，T为基波周期，d为微分符号。

对于满足半波对称的开关波形，其满足下式：

当周期性开关波形同时满足半波对称时，将式(7)代入(6)，可得式(8)。

式(8)只在a₀＝0且k为奇数时才满足。故满足半波对称的周期性开关波形不含有偶次谐波和直流偏置。

对于满足四分之一周期对称的开关波形，其满足下式：

当周期性开关波形同时满足四分之一周期对称时，将式(9)代入(6)，可得式(10)：

式(10)中的cos项只在k为偶数时满足，sin项只在k为奇数时满足。

当周期性开关波形同时满足半波对称和四分之一周期对称时，结合式(10)和式(8)，可得：

式(11)中，a₀项为直流分量，a_k项为余弦分量，odd代表奇数。

将式(11)代入式(6)，可得到同时满足半波对称和四分之一周期对称的周期性开关波形的傅里叶分解表达式：

对式(12)的b_k项进一步化简，有：

定义三电平变流器直流侧电压为2E，方波调制时A相动作的四个角度分别为θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，由式(12)和式(13)可得：

方波调制的目的是产生相应幅值的基波分量，从而准确控制基波电压，其无法消除高次谐波分量，即式(14)只需满足k＝1即可。定义U为相电压的基波幅值，则可得到：

定义θ为θ₁到90度相角的差值，当开关波形满足四分之一周期对称和半波对称时，方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄需满足下式：

将式(16)代入式(15)，可得：

式(17)中，θ为θ₁到90度相角的差值。

定义标幺后的正弦波幅值为M，对于传统基于载波的调制方法，其基波分量幅值为EM。由传统基于载波的调制方法切换到方波调制应保证相电压的基波幅值不变，则有：

将式(18)代入式(16)，便可得到方波调制时A相动作的四个角度值：

A相方波调制时动作的四个角度分别减去120度，可得到B相方波调制时动作的四个角度，A相方波调制时动作的四个角度分别加上120度，可得到C相方波调制时动作的四个角度。

3、对计算得到的A相功率器件动作的四个角度进行最小脉宽约束

当三电平变流器应用于大功率电机的牵引传动系统时，为满足各大功率器件如GTO、 IGCT较长时间的开通时间和关断时间，保证大功率器件的顺利开通与关断，其输出相电压必须满足最小脉宽约束。对于脉冲宽度小于最小脉宽时间的窄脉冲，需将其持续时间延长至最小脉宽时间。本发明对计算得到的A相功率器件动作的四个角度进行最小脉宽约束的具体原理如下：

定义最小脉宽时间为MinP，则MinP对应的角度间距为：

θ_MinP＝ω×MinP (20)

式(20)中，θ_MinP代表最小脉宽对应的角度间距，ω为正弦波的角速度，MinP为最小脉宽时间。

借助式(19)计算得到的A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，其角度间距为：

Δθ＝θ₂-θ₁＝θ₄-θ₃＝2×asin(πM/4) (21)

式(21)中，Δθ代表A相功率器件动作的四个角度对应的角度间距。为保证各脉宽持续时间均满足最小脉宽限制，需保证Δθ≥θ_MinP，即：

2×asin(πM/4)≥ω×MinP (22)

当式(22)成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值满足最小脉宽要求，无需进行最小脉宽处理。当式(22)不成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值不满足最小脉宽要求，需将角度间距延长至最小脉宽时间对应的角度间距。具体处理方式如下：

经过式(23)处理后的四个角度，θ₁和θ₂、θ₃、θ₄之间的角度间距均拓宽至θ_MinP，在其作用下，不会产生不满足最小脉宽限制的窄脉冲。

4、确定三相调制波表达式

本发明基于三相调制波与三角载波比较来实现方波调制。在确定正弦波相角和A相功率器件动作的四个角度的基础上，进一步确定三相调制波的表达式，其原理如下：

定义三电平变流器直流侧电压为2E，逆变侧输出相电压电平状态由高到低分别为P、O、 N。如图2所示，针对方波调制的A相，当正弦波相角位于θ₁和θ₂之间时，输出A相相电压为E，对应P电平状态，此时A相调制波幅值应大于载波幅值；当正弦波相角位于θ₃和θ₄之间时，输出A相相电压为-E，对应N电平状态，此时A相调制波幅值应小于载波幅值；当正弦波相角位于θ₂和θ₃之间或θ₄和θ₁之间时，输出A相相电压为0，对应O电平状态，此时A相调制波幅值应位于同相层叠的上下三角载波之间。

限定三角载波的范围在-1到1之间，则对应正弦波相角位于θ₁和θ₂之间时，令A相调制波值为2，可保证调制波值大于三角载波值；对应正弦波相角位于θ₃和θ₄之间时，令 A相调制波值为-2，可保证调制波值小于三角载波值；对应正弦波相角位于θ₂和θ₃之间或θ₄和θ₁之间时，令A相调制波值为0，可保证调制波值位于同相层叠的上下三角载波之间。通过上述处理，可得到方波调制时A相调制波表达式。将A相调制波分别右移、左移120度可得到B相、C相调制波，从而得到了方波调制时三相调制波表达式。

5、确定三角载波表达式

本发明基于三相调制波与三角载波比较来实现方波调制。在得到三相调制波表达式的基础上，还需确定三角载波的表达式。其确定原理如下：

在确定三相调制波表达式的过程中，已限制三角载波为同相层叠的三角载波，且幅值位于-1到1之间。方波调制时每个基波周期内正负半周各一个波头，对应基波周期的正负半周三相调制波与三角载波各比较一次，故三角载波的周期应为基波周期的二分之一，即：

t_carrier＝π/ω (24)

式(24)中，t_carrier代表载波周期，ω为正弦波的角速度。在确定三角载波周期、幅值的基础上，可得到三角载波的表达式，如下：

式(25)中，Carrier1和Carrier2分别为同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波， t_c对应时间变量，其值根据时间由0到t_carrier变化，具体如下：

t_c＝t-floor(t/t_carrier)×t_carrier (26)

式(26)中，t代表时间，floor代表向下取整。

6、确定调制波与载波的比较规则

本发明基于三相调制波与三角载波比较来实现方波调制。在得到三相调制波表达式和三角载波表达式的基础上，进一步制定调制波与载波的比较规则。基于所制定的比较规则，本发明调制方法的三相调制波与三角载波在一个基波周期内的比较示意图如图3所示。

基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的实施流程如图4所示。

为克服传统基于载波调制无法进入方波调制的缺陷，本发明提出一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法。本发明根据调制比在线计算出方波调制时每相功率器件动作的四个角度，并利用正弦波相角与四个角度的位置关系得到三相调制波。根据三相调制波与同相层叠三角载波的比较结果直接控制各功率器件的开关状态，使得输出相电压在进入方波工况的同时满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称。本发明能够基于载波实现方波调制，其具备良好的动态性能且其能准确控制基波电压。本发明步骤简洁、实现方便，拓宽了传统基于载波调制在三电平变流器高输出频率下的应用范围。

下面结合实施例说明本发明的实施效果。

本发明实施例借助PSIM软件搭建三电平NPC逆变器模型，利用仿真验证本发明提出的基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的有效性。仿真条件如下：仿真步长1us，直流侧电压1000V，逆变输出为5Ω电阻串联5mH电感，最小脉宽限制设为60us，死区时间设为20us。

固定正弦波频率为140Hz，幅值由0.01到1变化，即对应基波频率为140Hz，调制比0.01到1变化。在调制比变化的情况下验证基于载波实现的三电平变流器方波调制方法能否产生满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称的方波波形并准确控制基波电压。结果如图5a～图9所示。

图5a和图5b是实施例中基波频率140Hz，调制比为1下本发明方法作用下的A相调制波、三角载波和三相相电压，其中：图5a为A相调制波与三角载波的比较图，图5b为对应的三相相电压。由图5a可知，本发明在正弦波相角位于θ₁和θ₂之间时，令A相调制波值为2，在相角位于θ₃和θ₄之间时，令A相调制波值为-2，在相角位于θ₂和θ₃之间或θ₄和θ₁之间时，令A相调制波值为0。本发明所使用三角载波为同相层叠的三角载波，幅值位于-1到1 之间且其周期为基波周期的二分之一。本发明直接根据三相调制波与三角载波的比较结果产生PWM信号，其步骤简洁、实现方便。由图5b可知，在调制比为1时，本发明可使得三相输出相电压的波形满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称，符合理论设计。

图6～图8是实施例中基波频率140Hz，调制比分别为0.7、0.4、0.1时本发明方法作用下的三相相电压。由图6～图8可知，在调制比分别为0.7、0.4、0.1时，本发明可使得三相输出相电压波形满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称，符合理论设计。

图9是实施例中基波频率140Hz，调制比为0.03下本发明方法作用下的三相相电压。当基波频率为140Hz、最小脉宽限制设为60us时，由式(20)可知，对应的最小脉宽角度间距为0.0528rad。调制比0.03，由式(21)可知，对应角度间距为0.0471rad。由式(22)判断条件可知，此时A相功率器件动作的四个角度值不满足最小脉宽限制，需进行最小脉宽处理。经过最小脉宽处理后的三相相电压脉宽为40us，等于最小脉宽时间减去死区时间，且三相相电压波形满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称，符合理论设计。

如图5a～图9所示，实施例的结果证明了本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法可以在不同调制比下产生满足最小脉宽限制且满足三相对称、半波对称和四分之一周期对称的方波波形。

由仿真结果对比基波频率140Hz，调制比0.1到1时，在本发明方法作用下实际输出相电压的基波幅值与理论基波幅值的分布情况，结果总结于表1。

表1本发明方法作用下实际输出相电压的基波幅值与理论基波幅值

由表1可知，在本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法作用下，输出相电压的基波幅值可以准确追踪理论基波幅值。

设定正弦波频率在5s内由130Hz增加至180Hz，同时幅值由0.01增加至1，即对应基波频率由130Hz增加至180Hz，调制比由0.01增加至1。在基波频率和调制比均变化的情况下验证基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的动态性能。结果如图10～图14所示。

图10是实施例中基波频率130Hz到180Hz，调制比0到1下本发明方法作用下的基波频率、调制比和A相输出电流。图11～图14分别是实施例中基波频率130Hz到 135Hz，调制比0到0.1下、基波频率140Hz到145Hz，调制比0.2到0.3下、基波频率 155Hz到160Hz，调制比0.5到0.6下、基波频率175Hz到180Hz，调制比0.9到1下本发明方法作用下的A相相电压和A相输出电流。图10～图14的实施例结果在变基波频率、变调制比下验证了本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的有效性。在变基波频率、变调制比的动态工况下，本发明调制方法可以在保持方波调制的同时使得输出相电流不产生较大震荡，其具备良好的动态性能。

如图5a～图14所示，实施例的结果验证了本发明基于载波实现的三电平变流器方波调制方法的有效性。无论调制比和基波频率是否变化，本发明方法均可以利用三相调制波与三角载波的比较实现方波调制，并使得输出相电压在进入方波工况的同时满足最小脉宽限制、三相对称、半波对称和四分之一周期对称。本发明克服了传统基于载波调制无法进入方波调制的缺陷，具备良好的动态性能且其能准确控制基波电压，并且步骤简洁、实现方便，拓宽了传统基于载波调制在三电平变流器高输出频率下的应用范围。

Claims (5)

1.一种基于载波实现的三电平变流器方波调制方法，其特征在于，所述调制方法根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并对A相功率器件动作的四个角度进行最小脉宽约束；通过检测正弦波相角，并将相角与A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到三相调制波；利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号，实现三电平变流器的方波调制；

所述调制方法根据三相正弦波的幅值，在线计算方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄，并对其进行最小脉宽约束；所述三相正弦波定义如下：

上式中，U_a、U_b和U_c为三相正弦波，M代表标幺后的正弦波幅值，ω为正弦波的角速度，t代表时间；

方波调制时A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的计算方法如下：

上式中，asin为反正弦函数，M代表标幺后的正弦波幅值，θ₁、θ₂、θ₃、θ₄值需限定在0到2π。

2.根据权利要求1所述的基于载波实现的三电平变流器方波调制方法，其特征在于，定义最小脉宽时间为MinP，对A相功率器件动作的四个角度θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行最小脉宽约束的方法如下：

1)判断2×asin(πM/4)≥ω×MinP是否成立，其中，ω为正弦波的角速度，M代表标幺后的正弦波幅值；

2)当上述判断条件成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值满足最小脉宽要求，保持不变；

3)当上述判断条件不成立时，表明θ₁、θ₂、θ₃、θ₄的值不满足最小脉宽要求，需依据下式进行处理：

上式中，MinP代表最小脉宽时间。

3.根据权利要求1所述的基于载波实现的三电平变流器方波调制方法，其特征在于，所述调制方法通过检测正弦波相角并将相角与θ₁、θ₂、θ₃、θ₄进行比较，得到三相调制波；三相调制波的具体确定方法如下：

1)检测正弦波相角，当正弦波相角位于θ₁～θ₂之间时令A相调制波值为2，位于θ₃～θ₄之间时令A相调制波值为-2，位于其余角度区间时令A相调制波值为0，从而得到A相调制波；

2)将A相调制波右移120度得到B相调制波，将A相调制波左移120度得到C相调制波。

4.根据权利要求1所述的基于载波实现的三电平变流器方波调制方法，其特征在于，所述调制方法利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号；其中，同相层叠的三角载波定义如下：

上式中，Carrier1为同相层叠三角载波的上三角载波，Carrier2为同相层叠三角载波的下三角载波，ω为三相正弦波的角速度，t_c对应时间变量，时间变量t_c的值根据时间由0到π/ω变化，具体如下：

对t_c定义中，t代表时间，floor代表向下取整。

5.根据权利要求4所述的基于载波实现的三电平变流器方波调制方法，其特征在于，所述调制方法利用三相调制波与同相层叠的三角载波比较得到各功率器件的PWM信号；定义三电平变流器输出的三个电平状态由高到低分别为P、O、N，则三相调制波与同相层叠的三角载波的具体比较规则如下：

1)当调制波值同时大于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1和同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2，控制三电平变流器对应相输出P电平；

2)当调制波值同时小于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1和同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2，控制三电平变流器对应相输出N电平；

3)当调制波值小于等于同相层叠三角载波的上三角载波Carrier1且大于同相层叠三角载波的下三角载波Carrier2时，控制三电平变流器对应相输出O电平。

Images