CN110912436B - 三电平变流器同步载波dpwm控制方法 - Google Patents

三电平变流器同步载波dpwm控制方法 Download PDF

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Abstract

一种三电平变流器同步载波DPWM控制方法。本发明针对三电平变流器，通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM C和载波DPWM 4，在载波比6下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 2，在载波比12下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 3，在载波比18下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM B、载波DPWM 4、载波DPWM 3、载波DPWM 2和载波DPWM 1，在载波比24下获得最优WTHD。本发明在降低开关频率的同时能够使得三电平变流器获得最优WTHD，且计算简单、应用方便。

Description

三电平变流器同步载波DPWM控制方法
技术领域
本发明涉及一种PWM控制方法。
背景技术
三电平中点钳位(Neutral Point Clamped，NPC)变流器的主电路拓扑如图1所示。相比于传统的两电平变流器，三电平NPC变流器具有输出功率大、器件电压应力低等优点；相比于级联H桥多电平拓扑，具有电路结构简单、便于背靠背运行等优点。基于以上优点，三电平NPC变流器在中高压大功率变频调速领域得到了广泛的应用。
通过控制各功率器件的通断，三电平NPC变流器每相由高到低可输出P、O、N三种不同的电平状态，共对应27个不同的电压空间矢量，如图2所示。图2中各电压空间矢量依据幅值和输出电平状态可分类为零矢量、P型小矢量、N型小矢量、中矢量和大矢量。定义三电平NPC变流器直流侧电压为E，则各电压空间矢量的具体分类如表1所示。
表1三电平NPC变流器各电压空间矢量分类
Figure BDA0002292544150000011
同一相角处幅值相同的两个电压空间矢量互为冗余矢量，则由图2和表1可知，只有零矢量和小矢量存在冗余矢量状态。
由于大功率开关器件每次开关动作造成的开关损耗较大，当三电平变流器应用于中高压大功率变频调速领域时，需尽可能的降低各功率器件的开关频率。不连续脉宽调制(Discontinuous PWM,DPWM)通过在每个采样周期内只使用特定的冗余矢量状态，可以使得变流器某相桥臂的输出电平在三分之一基波周期内钳位到特定电平状态。与其余PWM方法相比，DPWM的最大的优势是能够有效减少功率器件的开关频率，符合大功率三电平NPC变流器对开关频率的要求。
当三电平NPC变流器应用于中高压大功率变频调速领域时，还具备载波比变化范围较大的特点。随着载波比的降低，采用传统的异步调制会由于输出波形不对称而产生大量低次谐波，引起定子电流畸变、转矩波动变大等问题。为优化输出谐波性能，文献《低载波比下三电平NPC逆变器同步SVPWM算法》(葛兴来,张晓华,岳岩,等.[J].电机与控制学报,2018,22(9):24-32.)指出，在低载波比下应使用可使得输出电压波形满足同步、三相对称(three-phase symmetry，TPS)和半波对称(half-wave symmetry，HWS)的同步调制策略。
针对可使得输出波形满足同步、TPS和HWS的同步DPWM方法，文献《Space-vector-based synchronized three-level discontinuous PWM for medium-voltage high-power VSI》(Beig A R,Kanukollu S,Hosani K A,et al.[J].IEEE Transactions onIndustrial Electronics,2014,61(8):3891–3901.)通过将输出相电压的电平状态钳位到P或N电平，提出了四种同步DPWM开关序列，分别定义为同步DPWM 1、同步DPWM 2、同步DPWM3和同步DPWM 4；文献《三电平逆变器同步不连续空间矢量调制输出电流优化策略》(谷鑫,刘潮,张国政,等.[J].电工技术学报,2019,34(5):924-933.)则提出了一种可将输出相电压的电平状态钳位到O电平的DPWM开关序列，定义为同步DPWM A。五种同步DPWM开关序列对应的相电压钳位状态如图3所示。
除上述文献提出的五种同步DPWM开关序列外，利用O电平钳位状态还可额外得到六种可使得输出波形满足同步、TPS和HWS的同步DPWM开关序列，分别定义为同步DPWM B、同步DPWM C、同步DPWM D、同步DPWM E、同步DPWM F和同步DPWM G。
受电机绕组电感的影响，谐波次数越高，对变频调速系统的影响越小，故可以将加权总谐波畸变(weighted total harmonic distortion，WTHD)作为标准，对比不同同步DPWM的谐波性能。定义n为谐波次数，Vn和V1分别为线电压n次谐波和基波的幅值，则WTHD的计算式可表示如下：
Figure BDA0002292544150000021
对以上各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值进行计算可以发现，虽然各同步DPWM均可以消除输出线电压中的偶次谐波和3的倍数次谐波，但各同步DPWM作用下的WTHD并不一定是最优。这意味着若在不同调制比下只使用某一同步DPWM开关序列，将无法获得最优的输出谐波性能。
除各同步DPWM作用下的谐波性能并不是最优外，各同步DPWM开关序列还需通过计算电压空间矢量的作用时间来实现调制，其中含有较多三角函数运算，计算较为复杂，不利于工程应用。
发明内容
为克服现有技术各同步不连续脉宽调制(DPWM)作用下的谐波性能并不是最优且计算复杂的缺陷，本发明提出一种三电平变流器同步载波DPWM控制方法。本发明通过在不同调制比段分别选用WTHD最优的同步DPWM开关序列来获得最优的谐波性能，并利用调制波与三角载波比较的方式来简化各同步DPWM的实现过程，从而在优化三电平变流器输出波形质量的同时减少了计算量，故更适用于三电平变流器。
针对三电平变流器，本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM C和载波DPWM 4，在载波比6下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 2，在载波比12下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 3，在载波比18下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM B、载波DPWM4、载波DPWM 3、载波DPWM 2和载波DPWM 1，在载波比24下获得最优WTHD。
本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法具体如下：
定义调制比为m，为在不同的载波比下获得最优WTHD，本发明选用的同步载波DPWM开关序列如下：
1、载波比6下本发明分别选用以下同步载波DPWM开关序列，以获得WTHD最优的同步DPWM：
当m≤0.3时，采用载波DPWM A；当0.3＜m≤0.36时，采用载波DPWM C；当0.36＜m≤1时，采用载波DPWM 4。
2、载波比12下本发明分别选用以下同步载波DPWM开关序列，以获得WTHD最优的同步DPWM：
当m≤0.32时，采用载波DPWM A；当0.32＜m≤0.54时，采用载波DPWM 4；当0.54＜m≤0.68时，采用载波DPWM 1；当0.68＜m≤1时，采用载波DPWM 2。
3、载波比18下本发明分别选用以下同步载波DPWM开关序列，以获得WTHD最优的同步DPWM：
当m≤0.34时，采用载波DPWM A；当0.34＜m≤0.52或0.9＜m≤1时，采用载波DPWM4；当0.52＜m≤0.83时，采用载波DPWM 1；当0.83＜m≤0.9时，采用载波DPWM 3。
4、载波比24下本发明分别选用以下同步载波DPWM开关序列，以获得WTHD最优的同步DPWM：
当m≤0.3时，采用载波DPWM B；当0.3＜m≤0.51或0.85＜m≤1时，采用载波DPWM4；当0.51＜m≤0.57时，采用载波DPWM 3；当0.57＜m≤0.61时，采用载波DPWM 2；当0.61＜m≤0.85时，采用载波DPWM 1。
5、载波DPWM A的实现方法
本发明载波DPWM A的实现方法具体如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
所述的零序分量Z0_1和Z0_2定义如下：
Z0_1＝-Umin Z0_2＝1-Umax (1)
式(1)中，Umin和Umax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值和最大值。
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_1和Z0_2得到三相调制波Vmi_1和Vmi_2(i＝a,b,c)，即：
Figure BDA0002292544150000041
式(2)中，Va_1、Vb_1、Vc_1和Va_2、Vb_2、Vc_2分别代表载波DPWM A在不同相角区域使用的三相调制波，Va、Vb和Vc代表三相正弦波。
本发明载波DPWM A的实现方法中，上升方向起始的三角载波和下降方向起始的三角载波定义如下：
Figure BDA0002292544150000042
式(3)中，Rise_c1、Rise_c2代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Fall_c1、Fall_c2代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，fs为采样频率，tc为随时间由0到2/fs循环变化的时间因子，有0≤tc≤2/fs。
定义三电平变流器每相由上到下四个功率器件分别为T1、T2、T3、T4，本发明载波DPWM A的实现方法中，调制波与三角载波比较得到PWM信号的具体比较规则为：
1)调制波与上升方向起始的三角载波比较时，若调制波为1或同时大于Rise_c1、Rise_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T2导通，T3、T4关断；若调制波为-1或同时小于Rise_c1、Rise_c2，控制三电平变流器对应相功率器件T1、T2关断，T3、T4导通；若调制波小于Rise_c1且大于Rise_c2，控制三电平变流器对应相功率器件T1、T4关断，T2、T3导通。
2)调制波与下降方向起始的三角载波比较时，若调制波为1或同时大于Fall_c1、Fall_c2，控制三电平变流器对应相功率器件T1、T2导通，T3、T4关断；若调制波为-1或同时小于Fall_c1、Fall_c2，控制三电平变流器对应相功率器件T1、T2关断，T3、T4导通；若调制波小于Fall_c1且大于Fall_c2，控制三电平变流器对应相功率器件T1、T4关断，T2、T3导通。
6、载波DPWM C的实现方法
本发明载波DPWM C的实现方法具体如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
7、载波DPWM 4的实现方法
本发明载波DPWM 4的实现方法具体如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利调制波用Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
所述的零序分量Z0_3和Z0_4定义如下：
Z0_3＝-Vmin-1 Z0_4＝1-Vmax (4)
式(4)中，Vmin和Vmax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc的最小值和最大值。通过三相正弦波叠加零序分量Z0_3和Z0_4得到三相调制波Vmi_3和Vmi_4(i＝a,b,c)，即：
Figure BDA0002292544150000051
式(5)中，Va_3、Vb_3、Vc_3和Va_4、Vb_4、Vc_4分别代表载波DPWM 4在不同相角区域使用的三相调制波，Va、Vb和Vc代表三相正弦波。
8、载波DPWM 1的实现方法
本发明载波DPWM 1的实现方法具体如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
9、载波DPWM 2的实现方法
本发明载波DPWM 2的实现方法具体如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
10、载波DPWM 3的实现方法
本发明载波DPWM 3的实现方法具体如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
11、载波DPWM B的实现方法
本发明载波DPWM B的实现方法具体如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号。
附图说明
图1三电平NPC变流器拓扑；
图2三电平NPC变流器对应的电压空间矢量图；
图3a、图3b是五种同步DPWM开关序列各自对应的相电压钳位状态，其中：图3a为同步DPWM 1、同步DPWM 2、同步DPWM 3和同步DPWM 4对应的相电压钳位状态，图3b为同步DPWMA对应的相电压钳位状态；
图4六种利用O电平钳位状态的同步DPWM开关序列各自对应的相电压钳位状态；
图5a、图5b、图5c、图5d是载波比6下各同步DPWM开关序列WTHD对比情况，其中：图5a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图5b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图5c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图5d为调制比0.8到1下的WTHD对比；
图6a、图6b、图6c、图6d是载波比12下各同步DPWM开关序列WTHD对比情况，其中：图6a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图6b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图6c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图6d为调制比0.8到1下的WTHD对比；
图7a、图7b、图7c、图7d是载波比18下各同步DPWM开关序列WTHD对比情况，其中：图7a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图7b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图7c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图7d为调制比0.8到1下的WTHD对比；
图8a、图8b、图8c、图8d是载波比24下各同步DPWM开关序列WTHD对比情况，其中：图8a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图8b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图8c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图8d为调制比0.8到1下的WTHD对比；
图9通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000071
的示意图；
图10通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000072
的示意图；
图11通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000073
的示意图；
图12本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法的流程图；
图13a、图13b是是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 1对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图13a为相电压、调制波和三角载波，图13b为线电压FFT分析结果；
图14a、图14b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 2对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图14a为相电压、调制波和三角载波，图14b为线电压FFT分析结果；
图15a、图15b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 3对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图15a为相电压、调制波和三角载波，图15b为线电压FFT分析结果；
图16a、图16b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 4对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图16a为相电压、调制波和三角载波，图16b为线电压FFT分析结果；
图17a、图17b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM A对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图17a为相电压、调制波和三角载波，图17b为线电压FFT分析结果；
图18a、图18b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM B对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图18a为相电压、调制波和三角载波，图18b为线电压FFT分析结果；
图19a、图19b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM C对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图19a为相电压、调制波和三角载波，图19b为线电压FFT分析结果。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。
针对三电平变流器，本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM C和载波DPWM 4，在载波比6下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 2，在载波比12下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 3，在载波比18下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM B、载波DPWM4、载波DPWM 3、载波DPWM 2和载波DPWM 1，在载波比24下获得最优WTHD。
本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法具体如下：
1、确定各同步DPWM开关序列
为选择谐波性能最优的同步DPWM开关序列，需首先列出所有可以使得输出波形满足同步、TPS和HWS的同步DPWM开关序列。除图3所示的同步DPWM 1、DPWM 2、DPWM 3、DPWM 4、DPWM A外，通过利用O电平钳位状态还可额外得到六种满足以上输出波形要求的同步DPWM开关序列，分别定义为同步DPWM B、DPWM C、DPWM D、DPWM E、DPWM F和DPWM G。假定载波比为12，参考电压位于图2中的扇区A的区域1、2内，利用O电平钳位状态的六种同步DPWM开关序列具体如表2所示。
表2利用O电平钳位状态的六种同步DPWM开关序列
Figure BDA0002292544150000081
同步DPWM B、DPWM C、DPWM D、DPWM E、DPWM F和DPWM G各自对应的相电压钳位状态如图4所示。
2、确定载波比6下，WTHD最优的同步DPWM开关序列
本发明通过计算各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值，来对比各同步DPWM开关序列的谐波性能。
图5a、图5b、图5c、图5d是为载波比6下，各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值比较情况，其中，图5a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图5b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图5c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图5d为调制比0.8到1下的WTHD对比。
定义调制比为m，由图5a～图5d中WTHD对比结果可知，为在载波比6下获得最优的WTHD，本发明在各m区间内的同步DPWM开关序列按照以下方法进行选择：
当m≤0.3时，采用同步DPWM A；当0.3＜m≤0.36时，采用同步DPWM C；当0.36＜m≤1时，采用同步DPWM 4。
3、确定载波比12下，WTHD最优的同步DPWM开关序列
图6a、图6b、图6c、图6d为载波比12下，各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值比较情况，其中，图6a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图6b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图6c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图6d为调制比0.8到1下的WTHD对比。
由图6a～图6d中WTHD对比结果可知，为在载波比12下获得最优的WTHD，本发明在各m区间内的同步DPWM开关序列按照以下方法进行选择：
当m≤0.32时，采用同步DPWM A；当0.32＜m≤0.54时，采用同步DPWM 4；当0.54＜m≤0.68时，采用同步DPWM 1；当0.68＜m≤1时，采用同步DPWM 2。
4、确定载波比18下，WTHD最优的同步DPWM开关序列
图7a、图7b、图7c、图7d为载波比18下，各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值比较情况，其中，图7a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图7b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图7c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图7d为调制比0.8到1下的WTHD对比。
由图7a～图7d中WTHD对比结果可知，为在载波比18下获得最优的WTHD，本发明在各m区间内的同步DPWM开关序列按照以下方法进行选择：
当m≤0.34时，采用同步DPWM A；当0.34＜m≤0.52或0.9＜m≤1时，采用同步DPWM4；当0.52＜m≤0.83时，采用同步DPWM 1；当0.83＜m≤0.9时，采用同步DPWM 3。
5、确定载波比24下，WTHD最优的同步DPWM开关序列
图8a、图8b、图8c、图8d为载波比24下，各同步DPWM开关序列在不同调制比下的WTHD值比较情况，其中，图8a为调制比0.1到0.3下的WTHD对比，图8b为调制比0.3到0.5下的WTHD对比，图8c为调制比0.5到0.8下的WTHD对比，图8d为调制比0.8到1下的WTHD对比。
由图8a～图8d中WTHD对比结果可知，为在载波比24下获得最优的WTHD，本发明在各m区间内的同步DPWM开关序列按照以下方法进行选择：
当m≤0.3时，采用同步DPWM B；当0.3＜m≤0.51或0.85＜m≤1时，采用同步DPWM4；当0.51＜m≤0.57时，采用同步DPWM 3；当0.57＜m≤0.61时，采用同步DPWM 2；当0.61＜m≤0.85时，采用同步DPWM 1。
6、确定载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C的零序分量
为基于载波实现同步DPWM A、同步DPWM B和同步DPWM C，需首先确定载波DPWM A、载波DPWM B和载波DPWM C对应的零序分量Z0_1和Z0_2。本发明中，同步载波DPWM A、载波DPWMB、载波DPWM C的零序分量Z0_1＝-Umin，其中Umin代表三相正弦波为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值。对零序分量Z0_1推导过程如下：
以同步载波DPWM C为例，当参考电压位于图2中的区域A.1时，对应相角0到30度，同步载波DPWM C使用的零序分量为Z0_1，对应开关序列为OOP→OOO→ONO，其为P型小矢量首发但冗余小矢量只使用N型小矢量的开关序列。
若不对相电压进行钳位，区域A.1内小矢量首发的开关序列为
Figure BDA0002292544150000103
通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000104
的示意图如图9。定义采样周期为TS，POP、ONO、OOP、OOO在一个采样周期内的作用时间分别为kT0、(1-k)T0、T1、T2，则有：
Figure BDA0002292544150000101
式(6)中，Va、Vb和Vc分别代表A相、B相和C相正弦波，Vma_1、Vmb_1和Vmc_1对应只使用N型小矢量时的三相调制波，Z0_1对应只使用N型小矢量时的零序分量，k为冗余小矢量为POP和ONO的时间分配因子，有0≤k≤1。由图9可进一步得式(7)：
Figure BDA0002292544150000102
由式(6)和式(7)可得到：
Z0_1＝(k-1)Va-kVb (8)
当冗余小矢量只使用N型小矢量，对应式(8)中k＝0，则有Z0_1＝-Va。
同样原理可求解得到图2中其余区域冗余小矢量只使用N型小矢量时的统一零序分量表达式，总结于式(9)：
Z0_1＝-Umin (9)
式(9)中，Umin代表三相正弦波为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值。
本发明中，同步载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C的零序分量Z0_2＝1-Umax，其中Umax代表三相正弦波为正时值不变，为负时值加1处理后的最大值。对零序分量Z0_2推导过程如下：
以同步载波DPWM B为例，当参考电压位于图2中的区域A.1时，对应相角0到30度，同步载波DPWM B使用的零序分量为Z0_2，对应开关序列为OOO→OOP→POP，其为N型小矢量首发但冗余小矢量只使用P型小矢量的开关序列。
当冗余小矢量只使用P型小矢量，对应式(8)中k＝1，则有Z0_2＝-Vb。
同样原理可求解得到图2中其余区域冗余小矢量只使用P型小矢量时的统一零序分量表达式，总结于式(10)。
Z0_2＝1-Umax (10)
式(10)中，Umax代表三相正弦波为正时值不变，为负时值加1处理后的最大值。
7、确定载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C的三相调制波
在确定载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C零序分量表达式基础上，利用三相正弦波叠加零序分量，可得到各同步DPWM开关序列三相调制波表达式。具体如下：
Figure BDA0002292544150000111
式(11)中，Vma_1、Vmb_1和Vmc_1对应只使用N型小矢量时的三相调制波，Z0_1对应只使用N型小矢量时的零序分量，Vma_2、Vmb_2和Vmc_2对应只使用P型小矢量时的三相调制波，Z0_2对应只使用P型小矢量时的零序分量。
依据同步DPWM A、同步DPWM B、同步DPWM C在不同相角区域内的相电压钳位状态，可得出载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C的三相调制波：
1)同步载波DPWM A在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Vma_1、Vmb_1和Vmc_1作为调制波，在其余区域使用Vma_2、Vmb_2和Vmc_2作为调制波；
2)同步载波DPWM B在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Vma_1、Vmb_1和Vmc_1作为调制波，在其余区域使用Vma_2、Vmb_2和Vmc_2作为调制波；
3)同步载波DPWM C在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Vma_2、Vmb_2和Vmc_2作为调制波，在其余区域使用Vma_1、Vmb_1和Vmc_1作为调制波。
8、确定载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C的三角载波
本发明利用三相调制波与三角载波比较实现载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWMC。在确定三相调制波表达式的基础上，进一步确定载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C所使用的三角载波。
定义Rise_c1、Rise_c2代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Fall_c1、Fall_c2代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波。由图9可知，调制波与Rise_c1、Rise_c2比较可得P型小矢量首发的开关序列，与Fall_c1、Fall_c2比较可得N型小矢量首发的开关序列。基于这一结论，可得到载波DPWM A、载波DPWM B、载波DPWM C所使用的三角载波：
1)同步载波DPWM A在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Fall_c1、Fall_c2，在其余区域使用Rise_c1、Rise_c2；
2)同步载波DPWM B在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Rise_c1、Rise_c2，在其余区域使用Fall_c1、Fall_c2；
3)同步载波DPWM C在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Fall_c1、Fall_c2，在其余区域使用Rise_c1、Rise_c2。
9、确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的零序分量
为基于载波实现同步DPWM 1、同步DPWM 2、同步DPWM 3和同步DPWM 4，需首先确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3和载波DPWM 4对应的零序分量Z0_3和Z0_4。本发明中，同步载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的零序分量Z0_3＝-Vmin-1，其中Vmin代表三相正弦波的最小值。对零序分量Z0_3推导过程如下：
以同步载波DPWM 1为例，当参考电压位于图2中的区域A.1时，对应相角0到30度，同步载波DPWM 1使用的零序分量为Z0_3，对应开关序列为ONO→NNO→NNN，其为零矢量首发但冗余零矢量只使用NNN的开关序列。
若不对相电压进行钳位，区域A.1内零矢量首发的开关序列
Figure BDA0002292544150000121
具体为
Figure BDA0002292544150000122
Figure BDA0002292544150000123
通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000124
的示意图如图10。定义采样周期为TS，NNN、OOO、NNO、ONO在一个采样周期内的作用时间分别为k1T3、(1-k1)T3、T4、T5，则有：
Figure BDA0002292544150000131
式(12)中，Va、Vb和Vc分别代表A相、B相和C相正弦波，Vma_3、Vmb_3和Vmc_3对应零矢量只使用NNN时的三相调制波，Z0_3对应零矢量只使用NNN时的零序分量，k1为冗余零矢量为NNN和OOO的时间分配因子，有0≤k1≤1。由图10可进一步得式(13)：
Figure BDA0002292544150000132
由式(12)和式(13)可得到：
Z0_3＝(k1-1)Vc-k1Vb-k1 (14)
当冗余零矢量只使用NNN，对应式(14)中k1＝1，则有Z0_3＝-Vb-1。
同样原理可求解得到图2中其余区域冗余零矢量只使用NNN时的统一零序分量表达式，总结于式(15)。
Z0_3＝-Vmin-1 (15)
式(15)中，Vmin代表三相正弦波的最小值。
本发明中，同步载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的零序分量Z0_4＝1-Vmax，其中Vmax代表三相正弦波的最大值。对零序分量Z0_4推导过程如下：
以同步载波DPWM 4为例，当参考电压位于图2中的区域A.1时，对应相角0到30度，同步载波DPWM 4使用的零序分量为Z0_4，对应开关序列为OOP→POP→PPP，其为零矢量首发但冗余零矢量只使用PPP的开关序列。
若不对相电压进行钳位，区域A.1内零矢量首发的开关序列
Figure BDA0002292544150000133
具体为
Figure BDA0002292544150000134
Figure BDA0002292544150000135
通过调制波与三角载波比较得到开关序列
Figure BDA0002292544150000136
的示意图如图11。定义采样周期为TS，PPP、OOO、POP、OOP在一个采样周期内的作用时间分别为k2T6、(1-k2)T6、T7、T8，则有：
Figure BDA0002292544150000141
式(16)中，Va、Vb和Vc分别代表A相、B相和C相正弦波，Vma_4、Vmb_4和Vmc_4对应零矢量只使用PPP时的三相调制波，Z0_4为零矢量只使用PPP时的零序分量，k2为冗余零矢量为PPP和OOO的时间分配因子，有0≤k2≤1。由图11可进一步得式(17)：
Figure BDA0002292544150000142
由式(16)和式(17)可得到：
Z0_4＝k2+(k2-1)Vb-k2Vc (18)
当冗余零矢量只使用PPP，对应式(18)中k2＝1，则有Z0_4＝1-Vc。
同样原理可求解得到图2中其余区域冗余零矢量只使用PPP时的统一零序分量表达式，总结于式(19)。
Z0_4＝1-Vmax (19)
式(19)中，Vmax代表三相正弦波的最大值。
10、确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的三相调制波
在确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4零序分量表达式基础上，利用三相正弦波叠加零序分量，可得到各同步DPWM开关序列三相调制波表达式。
具体如下：
Figure BDA0002292544150000143
式(20)中，Vma_3、Vmb_3和Vmc_3对应冗余零矢量只使用NNN时的三相调制波，Z0_3对应冗余零矢量只使用NNN时的零序分量，Vma_4、Vmb_4和Vmc_4对应冗余零矢量只使用PPP时的三相调制波，Z0_4对应冗余零矢量只使用PPP时的零序分量。
依据同步DPWM 1、同步DPWM 2、同步DPWM 3、同步DPWM 4在不同相角区域内的相电压钳位状态，可得出载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的三相调制波：
1)同步载波DPWM 1在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Vma_3、Vmb_3和Vmc_3作为调制波，在其余区域使用Vma_4、Vmb_4和Vmc_4作为调制波；
2)同步载波DPWM 2在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Vma_3、Vmb_3和Vmc_3作为调制波，在其余区域使用Vma_4、Vmb_4和Vmc_4作为调制波；
3)同步载波DPWM 3在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Vma_4、Vmb_4和Vmc_4作为调制波，在其余区域使用Vma_3、Vmb_3和Vmc_3作为调制波；
4)同步载波DPWM 4在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Vma_4、Vmb_4和Vmc_4作为调制波，在其余区域使用Vma_3、Vmb_3和Vmc_3作为调制波。
11、确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4的三角载波
本发明利用三相调制波与三角载波比较实现载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM3、载波DPWM 4。在确定三相调制波表达式的基础上，进一步确定载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4所使用的三角载波。
定义Rise_c1、Rise_c2代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Fall_c1、Fall_c2代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波。由图10可知，调制波与Rise_c1、Rise_c2比较可得开关序列OOO→NNN，与Fall_c1、Fall_c2比较可得开关序列NNN→OOO；由图11可知，调制波与Rise_c1、Rise_c2比较可得开关序列PPP→OOO，与Fall_c1、Fall_c2比较可得开关序列OOO→PPP。基于这一结论，可得到载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4所使用的三角载波：
1)同步载波DPWM 1在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Rise_c1、Rise_c2，在其余区域使用Fall_c1、Fall_c2；
2)同步载波DPWM 2在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Rise_c1、Rise_c2，在其余区域使用Fall_c1、Fall_c2；
3)同步载波DPWM 3在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用Fall_c1、Fall_c2，在其余区域使用Rise_c1、Rise_c2；
4)同步载波DPWM 4在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用Fall_c1、Fall_c2，在其余区域使用Rise_c1、Rise_c2。
12、利用三相调制波与三角载波比较得到PWM信号
在确定各同步载波DPWM的三相调制波和三角载波的基础上，利用三相调制波与三角载波组比较得到PWM信号，从而快速实现调制。
三电平变流器同步载波DPWM控制方法的实施流程如图12所示。
本发明克服了现有技术各同步DPWM开关序列谐波性能并不是最优且计算复杂的缺陷。通过在不同调制比段分别选用WTHD最优的同步DPWM开关序列，并利用调制波与三角载波比较的方式来简化各同步DPWM的实现过程，本发明可以在优化三电平变流器输出波形质量的同时简化计算，从而更适用于三电平变流器。
下面结合实施例说明本发明的实施效果。
本发明实施例借助PSIM软件搭建三电平NPC逆变器模型，利用仿真验证本发明提出的三电平变流器同步载波DPWM控制方法的有效性。实施例设置直流侧电压200V，基波频率50Hz，逆变输出负载为5Ω电阻串联10mH电感。
图13a、图13b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 1对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图13a为同步载波DPWM 1的相电压、调制波和三角载波，图13b为同步载波DPWM 1线电压FFT分析结果。由图13a～图13b可知，同步载波DPWM1基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM 1对应的WTHD值为7.88％。
图14a、图14b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 2对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图14a为同步载波DPWM 2的相电压、调制波和三角载波，图14b为同步载波DPWM 2线电压FFT分析结果。由图14a～图14b可知，同步载波DPWM2基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM 2对应的WTHD值为7.61％。
图15a、图15b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 3对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图15a为同步载波DPWM 3的相电压、调制波和三角载波，图15b为同步载波DPWM 3线电压FFT分析结果。由图15a～图15b可知，同步载波DPWM3基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM 3对应的WTHD值为7.64％。
图16a、图16b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM 4对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图16a为同步载波DPWM 4的相电压、调制波和三角载波，图16b为同步载波DPWM 4线电压FFT分析结果。由图16a～图16b可知，同步载波DPWM4基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM 4对应的WTHD值为7.22％。
图17a、图17b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM A对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图17a为同步载波DPWM A的相电压、调制波和三角载波，图17b为同步载波DPWM A线电压FFT分析结果。由图17a～图17b可知，同步载波DPWMA基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM A对应的WTHD值为6.83％。
图18a、图18b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM B对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图18a为同步载波DPWM B的相电压、调制波和三角载波，图18b为同步载波DPWM B线电压FFT分析结果。由图18a～图18b可知，同步载波DPWMB基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM B对应的WTHD值为7.36％。
图19a、图19b是实施例中载波比12下本发明同步载波DPWM C对应的相电压、调制波和三角载波、线电压FFT分析结果，其中：图19a为同步载波DPWM C的相电压、调制波和三角载波，图19b为同步载波DPWM C线电压FFT分析结果。由图19a～图19b可知，同步载波DPWMC基于调制波与载波比较直接得到各功率器件的开关信号，实现非常方便。在其作用下的线电压不含偶次谐波和3的倍数次谐波，符合同步调制对输出波形满足HWS和TPS的要求。在调制比0.3下，同步载波DPWM C对应的WTHD值为7.19％。
对比图13到图19中载波比12下同步载波DPWM 1、载波DPWM 2、载波DPWM 3、载波DPWM 4、载波DPWM A、载波DPWM B和载波DPWM C在调制比为0.3时的线电压WTHD值，其中载波DPWM A对应的WTHD最低，故此时选用载波DPWM A可以获得更好的谐波性能。
如图13a、图13b～图19a、图19b所示，实施例的结果验证了本发明三电平变流器同步载波DPWM控制方法有效性。本发明通过在不同调制比段分别选用WTHD最优的同步DPWM开关序列来获得最优的谐波性能，并利用调制波与三角载波比较的方式来简化各同步DPWM的实现过程，从而在优化三电平变流器输出波形质量的同时减少了计算量，故更适用于三电平变流器。

Claims (12)

1.一种三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述方法针对三电平变流器，通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM C和载波DPWM 4，在载波比6下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM 4、载波DPWM 1和载波DPWM 2，在载波比12下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM A、载波DPWM4、载波DPWM 1和载波DPWM 3，在载波比18下获得最优WTHD；通过在不同调制比段分段使用载波DPWM B、载波DPWM 4、载波DPWM 3、载波DPWM 2和载波DPWM 1，在载波比24下获得最优WTHD。
2.根据权利要求1所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，定义调制比为m，所述的在载波比6下获得最优WTHD的方法具体如下：
当m≤0.3时，采用载波DPWM A；当0.3＜m≤0.36时，采用载波DPWM C；当0.36＜m≤1时，采用载波DPWM 4。
3.根据权利要求1所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，定义调制比为m，所述在载波比12下获得最优WTHD的方法具体如下：
当m≤0.32时，采用载波DPWM A；当0.32＜m≤0.54时，采用载波DPWM 4；当0.54＜m≤0.68时，采用载波DPWM 1；当0.68＜m≤1时，采用载波DPWM 2。
4.根据权利要求1所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，定义调制比为m，所述在载波比18下获得最优WTHD的方法具体如下：
当m≤0.34时，采用载波DPWM A；当0.34＜m≤0.52或0.9＜m≤1时，采用载波DPWM 4；当0.52＜m≤0.83时，采用载波DPWM 1；当0.83＜m≤0.9时，采用载波DPWM 3。
5.根据权利要求1所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，定义调制比为m，所述在载波比24下获得最优WTHD的方法具体如下：
当m≤0.3时，采用载波DPWM B；当0.3＜m≤0.51或0.85＜m≤1时，采用载波DPWM 4；当0.51＜m≤0.57时，采用载波DPWM 3；当0.57＜m≤0.61时，采用载波DPWM 2；当0.61＜m≤0.85时，采用载波DPWM 1。
6.根据权利要求2所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM A的实现方法如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_1和Z0_2定义如下：
Z0_1＝-Umin Z0_2＝1-Umax
上式中，Umin和Umax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_1和Z0_2来得到三相调制波Vmi_1和Vmi_2，i＝a,b,c，即：
Vma_1＝Va+Z0_1 Vmb_1＝Vb+Z0_1 Vmc_1＝Vc+Z0_1
Vma_2＝Va+Z0_2 Vmb_2＝Vb+Z0_2 Vmc_2＝Vc+Z0_2
上述载波DPWM A实现方法中，所述上升方向起始的三角载波和下降方向起始的三角载波定义如下：
Figure FDA0002709646150000021
上式中，Rise_c1、Rise_c2代表上升方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，Fall_c1、Fall_c2代表下降方向起始的同相层叠三角载波的上三角载波和下三角载波，fs为采样频率，tc为随时间由0到2/fs循环变化的时间因子，有0≤tc≤2/fs；
定义三电平变流器每相由上到下四个功率器件分别为T1、T2、T3、T4，上述载波DPWM A实现方法中，调制波与三角载波进行比较得到PWM信号的具体规则为：
1)调制波与上升方向起始的三角载波比较时，若调制波为1或同时大于Rise_c1、Rise_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T2导通，T3、T4关断；若调制波为-1或同时小于Rise_c1、Rise_c2，控制三电平变流器对应相功率器件的T1、T2关断，T3、T4导通；若调制波小于Rise_c1且大于Rise_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T4关断，T2、T3导通；
2)调制波与下降方向起始的三角载波比较时，若调制波为1或同时大于Fall_c1、Fall_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T2导通，T3、T4关断；若调制波为-1或同时小于Fall_c1、Fall_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T2关断，T3、T4导通；若调制波小于Fall_c1且大于Fall_c2，控制三电平变流器对应相的功率器件T1、T4关断，T2、T3导通。
7.根据权利要求2所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM C实现方法如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_1和Z0_2定义如下：
Z0_1＝-Umin Z0_2＝1-Umax
上式中，Umin和Umax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_1和Z0_2来得到三相调制波Vmi_1和Vmi_2，i＝a,b,c，即：
Vma_1＝Va+Z0_1 Vmb_1＝Vb+Z0_1 Vmc_1＝Vc+Z0_1
Vma_2＝Va+Z0_2 Vmb_2＝Vb+Z0_2 Vmc_2＝Vc+Z0_2。
8.根据权利要求2所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM 4实现方法如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_3和Z0_4定义如下：
Z0_3＝-Vmin-1 Z0_4＝1-Vmax
上式中，Vmin和Vmax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_3和Z0_4来得到三相调制波Vmi_3和Vmi_4，i＝a,b,c，即：
Vma_3＝Va+Z0_3 Vmb_3＝Vb+Z0_3 Vmc_3＝Vc+Z0_3
Vma_4＝Va+Z0_4 Vmb_4＝Vb+Z0_4 Vmc_4＝Vc+Z0_4。
9.根据权利要求3所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM 1实现方法如下：
在相角0到60度、120到180度、240到300度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_3和Z0_4定义如下：
Z0_3＝-Vmin-1 Z0_4＝1-Vmax
上式中，Vmin和Vmax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_3和Z0_4来得到三相调制波Vmi_3和Vmi_4，i＝a,b,c，即：
Vma_3＝Va+Z0_3 Vmb_3＝Vb+Z0_3 Vmc_3＝Vc+Z0_3
Vma_4＝Va+Z0_4 Vmb_4＝Vb+Z0_4 Vmc_4＝Vc+Z0_4。
10.根据权利要求3所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM 2实现方法如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_3和Z0_4定义如下：
Z0_3＝-Vmin-1 Z0_4＝1-Vmax
上式中，Vmin和Vmax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_3和Z0_4来得到三相调制波Vmi_3和Vmi_4，i＝a,b,c，即：
Vma_3＝Va+Z0_3 Vmb_3＝Vb+Z0_3 Vmc_3＝Vc+Z0_3
Vma_4＝Va+Z0_4 Vmb_4＝Vb+Z0_4 Vmc_4＝Vc+Z0_4。
11.根据权利要求4所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM 3实现方法如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_4得到调制波Vmi_4，并利用调制波Vmi_4与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_3得到调制波Vmi_3，并利用调制波Vmi_3与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_3和Z0_4定义如下：
Z0_3＝-Vmin-1 Z0_4＝1-Vmax
上式中，Vmin和Vmax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_3和Z0_4来得到三相调制波Vmi_3和Vmi_4，i＝a,b,c，即：
Vma_3＝Va+Z0_3 Vmb_3＝Vb+Z0_3 Vmc_3＝Vc+Z0_3
Vma_4＝Va+Z0_4 Vmb_4＝Vb+Z0_4 Vmc_4＝Vc+Z0_4。
12.根据权利要求5所述的三电平变流器同步载波DPWM控制方法，其特征在于，所述载波DPWM B实现方法如下：
在相角30到90度、150到210度、270到330度区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_1得到调制波Vmi_1，并利用调制波Vmi_1与上升方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；在其余相角区域使用三相正弦波叠加零序分量Z0_2得到调制波Vmi_2，并利用调制波Vmi_2与下降方向起始的三角载波进行比较得到PWM信号；
所述的零序分量Z0_1和Z0_2定义如下：
Z0_1＝-Umin Z0_2＝1-Umax
上式中，Umin和Umax分别代表三相正弦波Va、Vb和Vc为正时值不变，为负时值加1处理后的最小值和最大值；
通过三相正弦波叠加零序分量Z0_1和Z0_2来得到三相调制波Vmi_1和Vmi_2，i＝a,b,c，即：
Vma_1＝Va+Z0_1 Vmb_1＝Vb+Z0_1 Vmc_1＝Vc+Z0_1
Vma_2＝Va+Z0_2 Vmb_2＝Vb+Z0_2 Vmc_2＝Vc+Z0_2。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN112994481A (zh) * 2021-02-23 2021-06-18 深圳市禾望电气股份有限公司 一种三电平npc型变流器及其控制方法
CN116686201A (zh) * 2022-06-14 2023-09-01 浙江艾罗网络能源技术股份有限公司 不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路
CN115864798B (zh) * 2022-12-06 2023-07-07 安徽大学 一种三电平变换器载波dpwm调制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102801351A (zh) * 2012-08-20 2012-11-28 武汉大学 基于免疫算法的三相逆变器最优空间矢量pwm控制方法
CN104410311A (zh) * 2014-12-25 2015-03-11 冶金自动化研究设计院 一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105207511B (zh) * 2014-06-30 2018-09-21 华为技术有限公司 一种变换器的控制方法、装置和系统
JP5962804B1 (ja) * 2015-03-18 2016-08-03 ダイキン工業株式会社 電力変換器制御装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102801351A (zh) * 2012-08-20 2012-11-28 武汉大学 基于免疫算法的三相逆变器最优空间矢量pwm控制方法
CN104410311A (zh) * 2014-12-25 2015-03-11 冶金自动化研究设计院 一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法

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