CN116686201A - 不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路 - Google Patents

不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路 Download PDF

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CN116686201A CN202280006943.8A CN202280006943A CN116686201A CN 116686201 A CN116686201 A CN 116686201A CN 202280006943 A CN202280006943 A CN 202280006943A CN 116686201 A CN116686201 A CN 116686201A
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刘超厚
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张祥平
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Abstract

本申请涉及一种不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路，其中，所述不连续脉宽调制方法，一方面，相对于传统SVPWM调制方法降低了开关动作次数，减小了功耗，提高了逆变器工作效率，另一方面，相对于传统DPWM调制方法大大提升了稳定性，在调制比不断变化时仍然能够稳定工作，兼顾了功耗低和稳定性高两个优点，且本申请提供的不连续脉宽调制方法并不需要进行不同调制方式之间的切换。

Description

不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路
技术领域
本申请涉及三相逆变器调制技术领域，特别是涉及一种不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路。
背景技术
不连续脉宽调制(DPWM)也叫母线钳位调制，是三相逆变器常用的调制方式之一。DPWM调制方式主要有DPWM0，DPWM1，DPWM2，DPWM3，DPWMMIN，DPWMMAX这6种方式。采用不连续脉宽调制方法可以使开关动作次数降低，有利于降低半导体器件的开关损耗。
DPWM0是应用最多的不连续调制方式之一。这种调制方式在调制比较高时，相比空间矢量调制(SVPWM)有开关损耗低的优势。但是当调制比变低时，采用DPWM调制方式的逆变器输出电流谐波会变差，运行稳定性也变差，逆变器甚至无法正常工作。对于直流输入和交流电压都比较稳定的逆变器而言，不连续调制是非常合适的。但是实际工作环境中，比如光伏逆变器，PV的输入电压范围可以从100V变到1000V，交流电压也可能从180V波动到260V。而调制比主要取决交流电压和直流母线电压的比值。因此调制比会有较大范围的变化。这就导致常规的不连续调制方法的应用受到了限制。
为了避免不连续调制导致的诸如谐波、稳定性等问题，有些逆变器只采用SVPWM调制。也有些逆变器采用多种调制方式切换的方式，例如调制比较高时采用DPWM0，调制比较低时改用SVPWM调制。这种调制方式切换的方法会带来稳定性的隐患，如果切换到SVPWM调制，相比不连续调制也会有损耗增加效率降低的不足。
因此，传统的DPWM0调制方式无法同时兼顾低损耗和高稳定性。
发明内容
基于此，有必要针对传统三相逆变器调制方法无法同时兼顾低损耗和高稳定性的问题，提供一种不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路。
本申请提供一种不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路。
一方面，本申请提供了一种不连续脉宽调制方法，应用于三相逆变电路。
所述不连续脉宽调制方法包括：
生成三相电压原始信号波；
将三相电压原始信号波加入一个零序分量，得到加入零序分量的信号波；
将加入零序分量的信号波作为调制波与高频的三角载波作比较，生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号；
依据每一个IGBT器件的开关管驱动信号控制每一个IGBT器件工作。
另一方面，本申请提供了一种三相逆变器调制电路。
所述三相逆变器调制电路包括：
三相逆变器电路；
采样电路，与所述三相逆变器电路电连接；
调制器，所述调制器与所述三相逆变器电路电连接，所述调制器还与所述采样电路电连接，所述调制器用于执行如前述内容提及的不连续脉宽调制方法。
本申请涉及一种不连续脉宽调制方法及三相逆变器调制电路，其中，所述不连续脉宽调制方法，一方面，相对于传统SVPWM调制方法降低了开关动作次数，减小了功耗，提高了逆变器工作效率，另一方面，相对于传统DPWM0调制方法大大提升了稳定性，在调制比不断变化时仍然能够稳定工作，兼顾了功耗低和稳定性高两个优点，且本申请提供的不连续脉宽调制方法并不需要进行不同调制方式之间的切换。
附图说明
图1为本申请一实施例提供的不连续脉宽调制方法的方法流程图。
图2为本申请一实施例提供的三相逆变器调制电路的电路图。
图3为本申请另一实施例提供的三相逆变器调制电路的电路图。
图4为本申请一实施例提供的不连续脉宽调制方法中，调制比为1时，A相的调制波与高频的三角载波的波形比较示意图。
图5为调制比为1时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法中第一IGBT器件的开关管驱动信号，第二IGBT器件的开关管驱动信号，第三IGBT器件的开关管驱动信号和第四IGBT器件的开关管驱动信号的波形示意图。
图6为调制比为1时，传统SVPWM调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图7为调制比为1时，传统SVPWM调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图8为调制比为1时，传统DPWM0调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图9为调制比为1时，传统DPWM0调制方法的A相的调制波和零序分量复合波形图；
图10为调制比为1时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图11为调制比为1时，传本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图12为调制比为0.75时，传统SVPWM调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图13为调制比为0.75时，传统SVPWM调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图14为调制比为0.75时，传统DPWM0调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图15为调制比为0.75时，传统DPWM0调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图16为调制比为0.75时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图17为调制比为0.75时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图18为调制比为0.5时，传统SVPWM调制方法的A相的原始信号基波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图19为调制比为0.5时，传统SVPWM调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图20为调制比为0.5时，传统DPWM0调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图21为调制比为0.5时，传统DPWM0调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图；
图22为调制比为0.5时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图；
图23为调制比为0.5时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的调制波和零序分量的复合波形图。
附图标记：
10-三相逆变器电路；110-直流母线；111-正母线电容；112-负母线电容；
121-第一IGBT器件；122-第二IGBT器件；123-第三IGBT器件；
124-第四IGBT器件；131-第五IGBT器件；132-第六IGBT器件；
133-第七IGBT器件；134-第八IGBT器件；1141-第九IGBT器件；
142-第十IGBT器件；143-第十一IGBT器件；144-第十二IGBT器件；
151-第一滤波电感； 152-第二滤波电感； 153-第三滤波电感；
160-第一滤波电容； 161-第一滤波电容的上极板；
162-第一滤波电容的下极板； 170-第二滤波电容；
161-第二滤波电容的上极板； 162-第二滤波电容的下极板；
180-第三滤波电容； 181-第三滤波电容的上极板；
182-第三滤波电容的下极板；190-零线；20-采样电路；30-调制器。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
本申请提供一种不连续脉宽调制方法。需要说明的是，本申请提供的不连续脉宽调制方法应用于三相逆变电路。具体地，本申请提供的不连续脉宽调制方法可以应用于三相两电平的电路，也可以应用于三相三电平的电路。图3为本申请一实施例提供的三相逆变器调制电路的电路图，本申请提供的不连续脉宽调制方法应用于图3所示的三相逆变器调制电路。图3所示的三相逆变器调制电路是T型三相三电平的电路。
此外，本申请提供的不连续脉宽调制方法不限制其执行主体。可选地，本申请提供的不连续脉宽调制方法的执行主体可以为一种三相逆变器调制电路中的调制器。所述调制器可以包括一个或多个控制器。
如图1所示，在本申请的一实施例中，所述不连续脉宽调制方法包括如下S100至S400：
S100，生成三相电压原始信号波。
具体地，三相电压原始信号波是一种正弦波，图6，图8，图10，图12，图14，图16，图18，图20和图22中的虚线部分均是三相电压原始信号波中A相的波形。
图10，图16和图22中的虚线部分是本申请提供的不连续脉宽调制方法的三相电压原始信号波中A相的波形。横坐标是时间，纵坐标是电压值进行过归一化后生成的幅值。
首先调制器控制采样电路获取直流母线电压，三相电压和三相电流，采样电路在采样结束后，将直流母线电压，三相电压和三相电流输入至调制器。进一步地，调制器依据直流母线电压，三相电压和三相电流，进行计算，生成三相电压原始信号波。
三相电压原始信号波由基波和一部分谐波叠加而成。
S200，将三相电压原始信号波加入一个零序分量，得到加入零序分量的信号波。
具体地，加入零序分量的信号波后续作为调制波。图11，图17和图23中的实线部分是本申请提供的不连续脉宽调制方法的三相电压原始信号波中A相的调制波波形，虚线部分是零序分量的波形。横坐标是时间，纵坐标是电压值进行过归一化后生成的幅值。
S300，将加入零序分量的信号波作为调制波与高频的三角载波作比较，生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号。
具体地，本申请提供的不连续脉宽调制方法应用到三相三电平电路时，调制波是与两个高频的三角载波分别做比较，两个高频的三角载波一个是幅值0到1的高频三角载波，另一个是幅值-1到0的高频三角载波。这里提到的幅值都是电压值经过归一化处理的幅值。高频的频率范围指的是频率大于等于3kHz且小于等于50kHz的频率范围。
S400，依据每一个IGBT器件的开关管驱动信号控制每一个IGBT器件工作。
本申请涉及一种不连续脉宽调制方法，一方面，相对于传统SVPWM调制方法降低了开关动作次数，减小了功耗，提高了开关管工作效率，另一方面，相对于传统DPWM0调制方法大大提升了稳定性，在调制比不断变化时仍然能够稳定工作，兼顾了功耗低和稳定性高两个优点，且本申请提供的不连续脉宽调制方法并不需要进行不同调制方式之间的切换。
在本申请的一实施例中，所述S100包括如下S110至S120：
S110，生成三相电压原始信号波，三相电压原始信号波中每一相的电压值如公式1所示。
其中，m为调制比。θ为矢量角。Ua为A相电压值。Ub为B相电压值。Uc为C相电压值。Uah为A相的谐波分量。，Ubh为B相的谐波分量。Uch为C相的谐波分量。
具体地，本步骤对每一相的电压值Ua，Ub，Uc进行了归一化处理，具体是每一相的电压值除以二分之一直流母线电压值，将每一相的电压值转化成-1到1之间的一个数值，这个数值在本申请中称为幅值，便于后续与高频的三角载波作比较。归一化处理后，载波是幅值为1的连续三角波，因此m是三相电压的幅值，也是调制比。
S120，获取三相电压最大值和三相电压最小值，三相电压最大值和三相电压最小值的定义方式如公式2所示。
其中，Umax为三相电压最大值。Umin为三相电压最小值。Ua为A相电压值。Ub为B相电压值。Uc为C相电压值。
具体地，本步骤是分别取三相电压最大值和三相电压最小值。
在本申请的一实施例中，所述S200包括如下S210：
S210，定义零序分量。所述零序分量的表达式如公式3所示。
Uz＝-kUmax-(1-k)Umin+(2k-1) 公式3
其中，Uz为零序分量。Umax为三相电压最大值。Umin为三相电压最小值。k为零序分量计算系数。
具体地，本申请提供的不连续脉宽调制方法，k可以取0，也可以取1，k也可以在0到1之间交替变化。
在本申请的一实施例中，所述S200还包括：
S220，向三相电压正弦原始信号波中每一相的电压值均加入所述零序分量，得到将加入零序分量的信号波。加入零序分量的信号波的每一相的电压值如公式4所示。
其中，Uas为加入零序分量后的A相电压值。Ubs为加入零序分量后的B相电压值。Ucs为加入零序分量后的C相电压值。
具体地，本申请通过在原始信号波的基础上叠加零序分量来生成调制波。
在本申请的一实施例中，所述S300包括如下S310至S360：
S310，当矢量角位于第一角度范围时，控制零序分量计算系数取0。所述第一角度范围为大于等于0加β且小于等于三分之一π减β的角度范围。
S320，当矢量角位于第二角度范围时，控制零序分量计算系数取0。所述第二角度范围为大于等于三分之二π加β且小于等于π减β的角度范围。
S330，当矢量角位于第三角度范围时，控制零序分量计算系数取0。所述第三角度范围为大于等于三分之四π加β且小于等于三分之五π减β的角度范围。
S340，当矢量角位于第四角度范围时，控制零序分量计算系数取1。所述第四角度范围为大于等于三分之一π加β且小于等于三分之二π减β的角度范围。
S350，当矢量角位于第五角度范围时，控制零序分量计算系数取1。所述第五角度范围为大于等于π加β且小于等于三分之四π减β的角度范围。
S360，当矢量角位于第六角度范围时，控制零序分量计算系数取1。所述第六角度范围为大于等于三分之五π加β且小于等于0减β的角度范围。β为预设角度值。
具体地，图10为调制比为1时，本申请提供的一种不连续脉宽调制方法的A相的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号的复合波形图。图10包含了两种波形，一种波形是A相的原始信号波，即图3中X点和零线之间的波形(图10中虚线正弦曲线部分)。另一种波形是第一IGBT器件的开关管驱动信号的波形(图10中实线方波部分)。
在图10中，原始信号波的幅值在60度到120度为1，对应第一IGBT器件的驱动恒导通。也即在180度内累计有60度的时间开关是不动作的，因此能够减小损耗。
下面解释下调制波与高频的三角载波作比较的过程。
下述内容都是以A相为例，因为本申请中展示的图6至图23都是关于A相的波形图。
如图3所示，第一IGBT器件，第二IGBT器件，第三IGBT器件和第四IGBT器件组成了A相的桥臂，第一IGBT器件作为A相上桥臂开关管，第二IGBT器件作为A相下桥臂开关管，第三IGBT器件和第四IGBT器件作为A相的两个中间桥臂开关管。本申请S300中调制波与高频的三角载波作比较，最终生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号，实际上就是生成第一IGBT器件的开关管驱动信号，第二IGBT器件的开关管驱动信号，第三IGBT器件的开关管驱动信号和第四IGBT器件的开关管驱动信号，即最终生成一共四个开关管驱动信号。
那么下面详细阐述如何通过调制波与高频的三角载波作比较得到这四个开关管驱动信号的过程。
如图4所示，虚线为A相调制波，由于本实施例应用于三相三电平电路，那么是将调制波分别与幅值0到1的高频三角波和幅值-1到0的高频三角波做对比。
图4中的虚线正弦波为调制波的波形，实线三角波为幅值在0至1区间的高频三角波，虚线三角波为幅值在-1至0区间的高频三角波。
如图4所示，求取第一IGBT器件的开关管驱动信号和第三IGBT器件的开关管驱动信号的方法，是将调制波的波形和幅值在0至1区间的高频三角波做比较。在同一时间节点，当调制波的幅值大于0至1区间的高频三角波的幅值时，此时第一IGBT器件的开关管驱动信号输出高电平。当调制波的幅值小于0至1区间的高频三角波的幅值时，此时第一IGBT器件的开关管驱动信号输出低电平。
第三IGBT器件与第一IGBT器件互补，即在同一时间节点，当调制波的幅值大于0至1区间的高频三角波的幅值时，此时第三IGBT器件的开关管驱动信号输出低电平。当调制波的幅值小于0至1区间的高频三角波的幅值时，此时第三IGBT器件的开关管驱动信号输出高电平。
如图4所示，求取第二IGBT器件的开关管驱动信号和第四IGBT器件的开关管驱动信号的方法，是将调制波的波形和幅值在-1至0区间的高频三角波做比较。在同一时间节点，当调制波的幅值大于-1至0区间的高频三角波的幅值时，此时第四IGBT器件的开关管驱动信号输出高电平。当调制波的幅值小于-1至0区间的高频三角波的幅值时，此时第四IGBT器件的开关管驱动信号输出低电平。
第二IGBT器件与第四IGBT器件互补，即在同一时间节点，当调制波的幅值大于-1至0区间的高频三角波的幅值时，此时第二IGBT器件的开关管驱动信号输出低电平。当调制波的幅值小于-1至0区间的高频三角波的幅值时，此时第二IGBT器件的开关管驱动信号输出高电平。
通过是上述方法，最终得到图5，图5中的四张波形图分别展示了第一IGBT器件的开关管驱动信号的波形图，第三IGBT器件的开关管驱动信号的波形图，第四IGBT器件的开关管驱动信号的波形图，以及第二IGBT器件的开关管驱动信号的波形图。他们都是呈现方波状。
图5中的第一IGBT器件的开关管驱动信号的波形图，其实就是图10中的方波波形的部分，因此可以知晓图10中的方波波形是通过图5得到的，也即通过调制波和高频三角波比较得到的，以此类推，其他图中的方波波形也是使用上述方法得到，后文不再赘述。
DPWM0调制方法这种固定在某个60度范围内保持开关管不动作的方式可以减小损耗，但是也会导致其在这60度范围内零序分量往正或是往负偏，如图9所示。特别是调制比变小的时候，会导致正负母线偏差变大，也是其输出特性变差的原因。
而本申请提供的不连续脉宽调制方法，β可以设置为固定值，也可以是变化值。本实施例β设置成随调制比m而变化，调制比越大，β越小。如图10所示，在过零处附近和峰值处附近会使开关不做开关切换，即在过零处第一IGBT器件保持断开，在峰值处第一IGBT器件保持闭合。且对比图10，图16，图22，调制比m分别为1，0.75和0.5，可以理解，本申请提供的不连续脉宽调制方法中，调制比m越大，第一IGBT器件在峰值处保持闭合的时间就越长，过零点附近保持关断的时间就越短。调制比m越小，第一IGBT器件在峰值处保持闭合的时间就越短，过零点附近保持关断的时间就越长。
而图8，图14，图20的传统DPWM0调制方法在不同调制比的条件下，在正半波第一IGBT器件维持导通的时间几乎维持不变，其代价就是低调制比下迅速增大的零序分量。而零序分量过大会导致正负母线偏差增大，使得逆变器输出特性变差，稳定性降低。
如图9，图15，图21，传统DPWM0调制方案的零序分量的最大值随着调制比的减小，迅速增加，并且会直接从正的最大值切换到负的最大值，变化剧烈。
在调制比m为1的时候，尚能接受，调制比一旦下降，锯齿状越来越明显，在调制比m到0.5的时候，如图21，稳定性已经近似崩溃。
本申请提供的不连续脉宽调制方法则改善了零序分量的最大值，并且零序分量的变化也比较缓和。
参见图6，图12，图18是传统SVPWM调制方法的原始信号波和第一IGBT器件的开关管驱动信号复合波形图，第一IGBT器件在正半波没有任何持续导通的时间段，就会导致开关状态频繁切换，工作效率低，能耗高。而通过本申请图10，图16，图22可以看出，明显本申请的不连续脉宽调制方法相对于传统SVPWM调制方法，开关状态切换次数减少了传统SVPWM调制方法开关状态切换次数的三分之一，大大降低了功耗，而对比传统SVPWM调制方法的图7，图11和图17和本申请图11，图17，图23，本申请的不连续脉宽调制方法稳定性相比传统SVPWM调制方法，也没有落后，本申请的稳定性也很高。
因此传统技术必须在调制比高的时候使用DPWM0调制方法，在调制比低的时候使用SVPWM方法，但是频繁的切换调制方法会导致三相逆变器电路产生振荡。而且需要提前设计2套不同的调制方案，极为麻烦。
而本申请只需要应用一套调制方案，从头调制到尾，不需要切换调制方案，兼有功耗低和稳定性高两个优点。
在本申请的一实施例中，所述S300还包括：
当矢量角位于360度中除所述第一角度范围、第二角度范围、第三角度范围、第四角度范围、第五角度范围和第六角度范围之外的其他角度范围时，控制零序分量满足公式5。
Uz＝Umax+Umin 公式5
其中，Uz为零序分量。Umax为三相电压最大值。Umin为三相电压最小值。
当矢量角位于360度中除所述第一角度范围、第二角度范围、第三角度范围、第四角度范围、第五角度范围和第六角度范围之外的其他角度范围时，控制零序分量等于Umax和Umin的和。因为零序分量为该值时，可以恰好使得过零点附近的调制波幅值大小为0，即让第一IGBT器件保持断开状态。
在本申请的一实施例中，β为预设固定值。
具体地，β的选取有多种实施方式，可以选取为一个固定数值。β值越大，代表过零点附近(即正半波的0度和180度)第一IGBT器件维持断开的角度范围越大，同时90度附近维持导通的角度范围越小。也即开关管状态不切换的区间有三个：0度到β，三分之一π+β到三分之一π-β，π-β到π。三个区间总和的IGBT器件开关不动作角度区间长度是三分之一π。传统DPWM0的IGBT器件开不动作区间为三分之一π到三分之一π。即两者的开关不动作角度区间长度是一样的都是三分之一π。
表现在零序分量上，即β值越大，零序分量的最大值会变小。β可以在0到六分之一π之间设置。设置成0度，则变成传统的DPWM0调制方案。设置成六分之一π，则意味着固定在0到六分之一π和六分之五π到π之间，第一IGBT器件维持关断，同时90度附近第一IGBT器件失去维持导通的角度区间。
在本申请的一实施例中，β为变量，且当调制比越大时控制β的角度数值越小，当调制比越小时控制β的角度数值越大。
具体地，β的选取有多种实施方式，可以随着k调制比的变化而变化，本实施例就是随着k调制比的变化而变化。
β值之所以要随调制比变化，一方面在调制比较小时，β值应当要大一些，以获得较小的零序分量。另一方面在调制比较大时，β值应当要小一些，这样可以让90度附近开关管维持导通的时间能够尽量增加。因为一般情况下电流越大，开关动作切换一次的损耗越大。90度附近一般电流较大，零点附近一般电流较小，虽然90度附近加零点附近开关不动作的角度总和是60度不变，90度附近不动作占比更大，更有利于减小损耗。
本申请还提供一种三相逆变器调制电路。
为了行文简洁，本申请只在三相逆变器调制电路的各个实施例中对各个元器件进行标号，而不对不连续脉宽调制方法的各个实施例中出现的同名称元器件进行标号。
如图2所示，在本申请的一实施例中，所述三相逆变器调制电路包括三相逆变电路10、采样电路20和调制器30。
采样电路20与所述三相逆变器电路10电连接。所述调制器30与所述三相逆变器电路10电连接，所述调制器30还与所述采样电路20电连接。所述调制器30用于执行前述任意一个实施例中提及的不连续脉宽调制方法。
具体地，本实施例介绍的是T型三相三电平的电路。
当然，本申请提供的不连续脉宽调制方法也可以应用于三相两电平的电路，或中点钳位三电平逆变器电路，本申请只介绍T型三相三电平电路的电路结构，对其他电路的结构不进行赘述。
如图3所示，在本申请的一实施例中，所述三相逆变器电路10包括直流母线110、零线190、第一IGBT器件121、第二IGBT器件122、第三IGBT器件123、第四IGBT器件124、第五IGBT器件131、第六IGBT器件132、第七IGBT器件133、第八IGBT器件134、第九IGBT器件141、第十IGBT器件142、第十一IGBT器件143、第十二IGBT器件144、第一滤波电感151、第二滤波电感152、第三滤波电感153、第一滤波电容160、第二滤波电容170和第三滤波电容180。
所述直流母线110上设置有正母线电容111和负母线电容112。正母线电容111和负母线电容112之间的连接链路上设置有W点。W点与零线连接。
第一IGBT器件121的一端与正母线电容111连接。第一IGBT器件121的另一端与第二IGBT器件122连接。第二IGBT器件122的一端与第一IGBT器件121连接，第二IGBT器件122的另一端与负母线电容112连接。第三IGBT器件123的一端连接于W点，第三IGBT器件123的另一端与第四IGBT器件124连接。第四IGBT器件124的一端与第三IGBT器件123连接，第四IGBT器件124的另一端与第一滤波电感151连接。
第一滤波电感151的一端与第四IGBT器件124连接，第一滤波电感151的另一端连接A相电压输出点。
第五IGBT器件131的一端与正母线电容111连接，第五IGBT器件131的另一端与第六IGBT器件132连接。第六IGBT器件132的一端与第五IGBT器件131连接，第六IGBT器件132的另一端与负母线电容112连接。第七IGBT器件133的一端连接于W点，第七IGBT器件133的另一端与第八IGBT器件134连接。第八IGBT器件134的一端与第七IGBT器件133连接，第八IGBT器件134的另一端与第二滤波电感152连接。
第二滤波电感152的一端与第八IGBT器件134连接，第二滤波电感152的另一端连接B相电压输出点。
第九IGBT器件141的一端与正母线电容111连接，第九IGBT器件141的另一端与第十IGBT器件142连接。第十IGBT器件142的一端与第九IGBT器件141连接，第十IGBT器件142的另一端与负母线电容112连接。第十一IGBT器件143的一端连接于W点，第十一IGBT器件143的另一端与第十二IGBT器件144连接。第十二IGBT器件144的一端与第十一IGBT器件143连接，第十二IGBT器件144的另一端与第三滤波电感153连接。
第三滤波电感153的一端与第十二IGBT器件144连接，第三滤波电感153的另一端连接C相电压输出点。
第一IGBT器件121，第二IGBT器件122，第四IGBT器件124和第一滤波电感151连接于同一点X点。第五IGBT器件131，第六IGBT器件132，第八IGBT器件134和第二滤波电感152连接于同一点Y点。第九IGBT器件141，第十IGBT器件142，第十二IGBT器件144和第三滤波电感153连接于同一点Z点。
所述三相逆变器电路10还包括第一滤波电容160、第二滤波电容170和第三滤波电容180。
第一滤波电容160，第一滤波电容160的上极板161连接于第一滤波电感151与A相电压输出点之间的连接链路上。
所述第一滤波电容160的下级板162连接于零线190。第二滤波电容170，第二滤波电容170的上极板171连接于第二滤波电感152与B相电压输出点之间的连接链路上。第二滤波电容170的下极板172连接于零线190。
第三滤波电容180，第三滤波电容180的上极板181连接于第三滤波电感153与C相电压输出点之间的连接链路上，第三滤波电容180的下极板182连接于零线190。
前述任意一个实施例中所提及的不连续脉宽调制方法用于生成X点至零线之间的调制波，并调制生成第一IGBT器件121的开关管驱动信号、第二IGBT器件122的开关管驱动信号、第三IGBT器件123的开关管驱动信号和第四IGBT器件124的开关管驱动信号。
前述任意一个实施例中所提及的不连续脉宽调制方法还用于生成Y点至零线之间的调制波，并调制生成第五IGBT器件131的开关管驱动信号、第六IGBT器件132的开关管驱动信号、第七IGBT器件133的开关管驱动信号和第八IGBT器件的开关管驱动信号。
前述任意一个实施例中所提及的不连续脉宽调制方法还用于生成Z点至零线之间的调制波，并调制生成第九IGBT器件141的开关管驱动信号、第十IGBT器件142的开关管驱动信号、第十一IGBT器件143的开关管驱动信号和第十二IGBT器件144的开关管驱动信号。
具体地，三相逆变器电路10的开关管可以选择IGBT器件也可以选择MOSFET器件，图3中绘制的反并二极管是IGBT器件器件的体二极管，是IGBT器件的一部分。如果选MOSFET器件则可以额外再反并一个二极管。使用任何类型的开关管器件并不会影响本申请的保护范围。
正母线电容111两端具有正母线电压Vbus，负母线电容112两端具有负母线电压-Vbus，正母线电容111和负母线电容112之间的W点是零点。
如图3所示，第一IGBT器件121，第二IGBT器件122，第三IGBT器件123和第四IGBT器件124组成了A相的桥臂。第一IGBT器件121作为A相上桥臂开关管，第二IGBT器件122作为A相下桥臂开关管。第三IGBT器件123和第四IGBT器件124作为A相的两个中间桥臂开关管。
第五IGBT器件131，第六IGBT器件132，第七IGBT器件133和第八IGBT器件134组成了B相的桥臂。第五IGBT器件131作为B相上桥臂开关管，第六IGBT器件132作为B相下桥臂开关管。第七IGBT器件133和第八IGBT器件134作为B相的两个中间桥臂开关管。
第九IGBT器件141，第十IGBT器件142，第十一IGBT器件143和第十二IGBT器件144组成了C相的桥臂。第九IGBT器件141作为C相上桥臂开关管，第十IGBT器件142作为C相下桥臂开关管。第十一IGBT器件143和第十二IGBT器件144作为C相的两个中间桥臂开关管。
每一相桥臂中的上桥臂开关管和下桥臂开关管为互补导通的关系。
以A相桥臂举例说明。可以理解，IGBT器件的开关管驱动信号输出高电平就代表IGBT器件导通，IGBT器件的开关管驱动信号输出低电平代表IGBT器件导通。那么X点的电压情况有三种：
当第一IGBT器件121导通，第二IGBT器件122断开，第三IGBT器件123和第四IGBT器件124均断开时，X点的电压为正的Vbus。
当第一IGBT器件121断开，第二IGBT器件122断开，第三IGBT器件123和第四IGBT器件124均导通时，X点的电压为0。
当第一IGBT器件121断开，第二IGBT器件122导通，第三IGBT器件123和第四IGBT器件124均断开时，X点的电压为负的Vbus。
本申请图10，图16，图22示出的的开关管驱动信号的方波波形显示出的正半波只有正的Vbus和0，负半波只有负的Vbus和0。
关于本申请提及到的“持续”，需要说明的是，只要一个周期内出现了一次开关状态的切换，即可以认为没有持续的关断，也没有持续的导通。一个周期可以设定为20微秒到1毫秒。
在图6至图23中，横坐标都是时间，纵坐标均为归一化处理之后的电压幅值。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，各方法步骤也并不做执行顺序的限制，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种不连续脉宽调制方法，其特征在于，应用于三相逆变电路，所述方法包括：
生成三相电压原始信号波；
将三相电压原始信号波加入一个零序分量，得到加入零序分量的信号波；
将加入零序分量的信号波作为调制波与高频的三角载波作比较，生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号；
依据每一个IGBT器件的开关管驱动信号控制每一个IGBT器件工作。
2.根据权利要求1所述的不连续脉宽调制方法，所述生成三相电压原始信号波，包括：
生成三相电压原始信号波，所述三相电压原始信号波中每一相的电压值如公式1所示；
其中，m为调制比，θ为矢量角，Ua为A相电压值，Ub为B相电压值，Uc为C相电压值，Uah为A相的谐波分量，Ubh为B相的谐波分量，Uch为C相的谐波分量；
获取三相电压最大值和三相电压最小值，三相电压最大值和三相电压最小值的定义方式如公式2所示；
其中，Umax为三相电压最大值，Umin为三相电压最小值，Ua为A相电压值，Ub为B相电压值，Uc为C相电压值。
3.根据权利要求2所述的不连续脉宽调制方法，所述将三相电压原始信号波加入一个零序分量，得到加入零序分量的信号波，包括：
定义零序分量，所述零序分量的表达式如公式3所示；
Uz＝-kUmax-(1-k)Umin+(2k-1) 公式3；
其中，Uz为零序分量，Umax为三相电压最大值，Umin为三相电压最小值，k为零序分量计算系数。
4.根据权利要求3所述的不连续脉宽调制方法，所述将三相电压原始信号波加入一个零序分量，得到加入零序分量的信号波，还包括：
向三相电压原始信号波中每一相的电压值均加入所述零序分量，得到加入零序分量的信号波；加入零序分量的信号波的每一相的电压值如公式4所示；
其中，Uas为加入零序分量后的A相电压值，Ubs为加入零序分量后的B相电压值，Ucs为加入零序分量后的C相电压值。
5.根据权利要求4所述的不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述将加入零序分量的信号波作为调制波与高频的三角载波作比较，生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号，包括：
当矢量角位于第一角度范围时，控制零序分量计算系数取0；所述第一角度范围为大于等于0加β且小于等于三分之一π减β的角度范围；
当矢量角位于第二角度范围时，控制零序分量计算系数取0；所述第二角度范围为大于等于三分之二π加β且小于等于π减β的角度范围；
当矢量角位于第三角度范围时，控制零序分量计算系数取0；所述第三角度范围为大于等于三分之四π加β且小于等于三分之五π减β的角度范围；
当矢量角位于第四角度范围时，控制零序分量计算系数取1；所述第四角度范围为大于等于三分之一π加β且小于等于三分之二π减β的角度范围；
当矢量角位于第五角度范围时，控制零序分量计算系数取1；所述第五角度范围为大于等于π加β且小于等于三分之四π减β的角度范围；
当矢量角位于第六角度范围时，控制零序分量计算系数取1；所述第六角度范围为大于等于三分之五π加β且小于等于0减β的角度范围；β为预设角度值。
6.根据权利要求5所述的不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述将加入零序分量的信号波作为调制波与高频的三角载波作比较，生成每一个IGBT器件的开关管驱动信号，还包括：
当矢量角位于360度中除所述第一角度范围、第二角度范围、第三角度范围、第四角度范围、第五角度范围和第六角度范围之外的其他角度范围时，控制零序分量满足公式5；
Uz＝Umax+Umin 公式5；
其中，Uz为零序分量，Umax为三相电压最大值，Umin为三相电压最小值。
7.根据权利要求6所述的不连续脉宽调制方法，其特征在于，β为预设固定值。
8.根据权利要求6所述的不连续脉宽调制方法，其特征在于，β为变量，且当调制比越大时控制β的角度数值越小，当调制比越小时控制β的角度数值越大。
9.一种三相逆变器调制电路，其特征在于，包括：
三相逆变器电路；
采样电路，与所述三相逆变器电路电连接；
调制器，所述调制器与所述三相逆变器电路电连接，所述调制器还与所述采样电路电连接，所述调制器用于执行如权利要求1-8中任意一项所述的不连续脉宽调制方法。
10.根据权利要求9所述的不连续脉宽调制方法，其特征在于，所述三相逆变器电路包括直流母线、零线、第一IGBT器件、第二IGBT器件、第三IGBT器件、第四IGBT器件、第五IGBT器件、第六IGBT器件、第七IGBT器件、第八IGBT器件、第九IGBT器件、第十IGBT器件、第十一IGBT器件、第十二IGBT器件、第一滤波电感、第二滤波电感、第三滤波电感、第一滤波电容、第二滤波电容和第三滤波电容；
直流母线，所述直流母线上设置有正母线电容和负母线电容；正母线电容和负母线电容之间的连接链路上设置有W点；
零线，连接于W点；
第一IGBT器件，一端与正母线电容连接，另一端与第二IGBT器件连接；
第二IGBT器件，一端与第一IGBT器件连接，另一端与负母线电容连接；
第三IGBT器件，一端连接于W点，另一端与第四IGBT器件连接；
第四IGBT器件，一端与第三IGBT器件连接，另一端与第一滤波电感连接；
第一滤波电感，一端与第四IGBT器件连接，另一端连接A相电压输出点；
第五IGBT器件，一端与正母线电容连接，另一端与第六IGBT器件连接；
第六IGBT器件，一端与第五IGBT器件连接，另一端与负母线电容连接；
第七IGBT器件，一端连接于W点，另一端与第八IGBT器件连接；
第八IGBT器件，一端与第七IGBT器件连接，另一端与第二滤波电感连接；
第二滤波电感，一端与第八IGBT器件连接，另一端连接B相电压输出点；
第九IGBT器件，一端与正母线电容连接，另一端与第十IGBT器件连接；
第十IGBT器件，一端与第九IGBT器件连接，另一端与负母线电容连接；
第十一IGBT器件，一端连接于W点，另一端与第十二IGBT器件连接；
第十二IGBT器件，一端与第十一IGBT器件连接，另一端与第三滤波电感连接；
第三滤波电感，一端与第十二IGBT器件连接，另一端连接C相电压输出点；
第一IGBT器件，第二IGBT器件，第四IGBT器件和第一滤波电感连接于同一点X点；
第五IGBT器件，第六IGBT器件，第八IGBT器件和第二滤波电感连接于同一点Y点；
第九IGBT器件，第十IGBT器件，第十二IGBT器件和第三滤波电感连接于同一点Z点；
所述三相逆变器电路还包括：
第一滤波电容，第一滤波电容的上极板连接于第一滤波电感与A相电压输出点之间的连接链路上；所述第一滤波电容的下级板连接于零线；
第二滤波电容，第二滤波电容的上极板连接于第二电滤波感与B相电压输出点之间的连接链路上；第二滤波电容的下极板连接于零线；
第三滤波电容，第三滤波电容的上极板连接于第三滤波电感与C相电压输出点之间的连接链路上，第三滤波电容的下极板连接于零线；
如权利要求1-8中任意一项所述的不连续脉宽调制方法用于生成X点至零线之间的调制波，并调制生成第一IGBT器件的开关管驱动信号、第二IGBT器件的开关管驱动信号、第三IGBT器件的开关管驱动信号和对第四IGBT器件的开关管驱动信号；
如权利要求1-8中任意一项所述的不连续脉宽调制方法还用于生成Y点至零线之间的调制波，并调制生成第五IGBT器件的开关管驱动信号、第六IGBT器件的开关管驱动信号、第七IGBT器件的开关管驱动信号和第八IGBT器件的开关管驱动信号；
如权利要求1-8中任意一项所述的不连续脉宽调制方法还用于生成Z点至零线之间的调制波，并调制生成第九IGBT器件的开关管驱动信号、第十IGBT器件的开关管驱动信号、第十一IGBT器件的开关管驱动信号和第十二IGBT器件的开关管驱动信号。
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