CN114649967A - 充电系统前级t型三电平pfc性能优化调制方法及系统 - Google Patents

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CN114649967A CN202210212194.6A CN202210212194A CN114649967A CN 114649967 A CN114649967 A CN 114649967A CN 202210212194 A CN202210212194 A CN 202210212194A CN 114649967 A CN114649967 A CN 114649967A
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殷承良
叶少茜
张希
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Abstract

本发明提供了一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法及系统，包括：步骤S1：对三相原始调制波排序；步骤S2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；步骤S3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；步骤S4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。本发明降低开关损耗，提升系统效率；实现中性点平衡，使中性点电压直流分量为零；实现共模电压抑制，将共模电压限制到±Vdc/6以内；简化算法，减小计算量；提出了一种可抑制共模电压的非连续脉宽调制(RCVDPWM)策略，同时能够降低开关损耗。

Description

充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法及系统
技术领域
本发明涉及电动汽车充电技术领域，具体地，涉及一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法及系统，更为具体地，涉及一种兼顾共模电压和开关损耗的T型三电平变换器调制方法及系统。
背景技术
对于电动汽车充电系统的PFC电路，如果用单相电的话，电流很大，对电路的元器件要求很高，同时电网会有很大的三相不平衡电流，这就需要用到三相整流器。将T型三电平结构应用到电动汽车充电系统的整流器中，将电网的三相电转化为三电平直流电，能够满足电动汽车充电对大功率的需求。与此同时，通过优化PFC电路的控制算法，使三电平电路电流谐波少、滤波电感小、电压应力低，同时能够保证较高的功率因数，减少了对电网的污染，也有利于提高效率减少整体损耗。
现有技术文献：
专利文献1：中国专利CN202110489652.6，在专利文献1中，基于VSVPWM空间矢量图，确定参考电压矢量在每一扇区时每一区域内所述参考电压矢量与多个基本电压矢量的矢量合成关系及多个基本电压矢量作用时间；基于矢量合成关系以及多个所述基本电压矢量作用时间，采用预设段式VSVPWM发波方式，生成每一扇区中各个区域的矢量发波时间表；基于矢量发波时间表，根据预设规则设置第一调节因子和第二调节因子，基于中性点电压偏差、第一预设电压偏移阈值和第二预设电压偏移阈值，调节第一调节因子或第二调节因子。但在专利文献1中，没有考虑共模电压，也没有降低开关损耗。
专利文献2：中国专利CN201810573510.6，在专利文献2中，在非连续脉宽调制的基础上通过设定的钳位规则选择适当的钳位方式，以达到最大化降低开关损耗的目的；其次对于中点电压波动引起的低频谐波，提出了基于非连续脉宽调制的低频谐波抑制算法，有效的消除了中点电压波动导致的低频谐波分量；最后针对使用低频谐波抑制算法导致中点电压自平衡能力丧失的问题，还提出了基于非连续脉宽调制的主动中点电压控制，实现对中点电压的有效控制。但在专利文献2中，没有考虑共模电压。
专利文献3：中国专利CN202110428008.8，在专利文献3中，选用共模电压小的扇区基础电压矢量参与虚拟矢量的合成，将共模电压进行抑制；采取多种虚拟小矢量构成，使同一区域、相邻小区域及相邻大区域的脉冲序列平滑切换。在以上的基础上，通过实时检测直流侧分压电容端电压值以及负载侧三相电流值来改变虚拟矢量的幅值，进而改变虚拟矢量在一个载波周期内的作用时间，最终实现中点电位平衡和共模电压抑制。但在专利文献3中，采用SVPWM，需要确定参考电压矢量在每一扇区时每一区域内所述参考电压矢量与多个基本电压矢量的矢量合成关系及多个基本电压矢量作用时间，计算量大。
期刊文献1：Kim H S,Baek J W,Cho J,et al.Output voltage balancingmethods of 3-level NPC rectifier for low voltage DC distribution[C]//International Conference on Power Electronics&Ecce Asia.IEEE,2015.在期刊文献1中，针对低压直流配电三电平NPC整流器中性点电压平衡问题，提出了一种实用的控制方法。提出的方法是混合控制算法，由采用SVPWM的偏置电压控制的数字平衡控制和附加电压平衡电路的模拟控制方法组成。此外，所提出的电压平衡电路可以限制输出侧的短路电流。但在期刊文献1中，提出了一种实现中性点平衡的有效方法，但需要额外的电压平衡电路。
期刊文献2：Cho J H,Ku N J,Han J T,et al.A simple control method forneutral-point voltage oscillation reduction of three-level Neutral-Point-Clamped inverter[C]//Industrial Electronics Society,IECON 2013-39th AnnualConference of the IEEE.IEEE,2014.在期刊文献2中，推导了三电平NPC逆变器的小信号模型，用于逆变系统的分析和电流控制器的设计。提出了减小中性点电压振荡的控制方法。该方法使中性点电压振荡幅值几乎为零。因此，该方法在需要小容量和尺寸的直流链电容的应用中具有吸引力。但在期刊文献2中，采用双极性调制，使中性点电流在一个开关周期内的平均值为零，以消除中性点电压震荡，然而双极性调制增加了开关损耗，无法实现性能最优。
期刊文献3：Nguyen T D,Dzung P Q,Dat D N,et al.The carrier-based PWMmethod to reduce common-mode voltage for three-level T-type neutral pointclamp inverter[C]//Industrial Electronics&Applications.IEEE,2014.在期刊文献3中，主要研究基于载波的PWM来消除共模电压。在基于载波的PWM方法中，将高频三角载波与调制信号进行比较，为电源电路中的开关产生门控脉冲。但在期刊文献3中，通过将三相载波移相120°把共模电压限制在±Vdc/6以内，方法简单易于实现，但仅适用于正弦脉宽调制。
专利文献CN104065291B(申请号：CN201410223321.8)公开了一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制系统及方法。该系统包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和DPWM脉宽调制单元；所述DPWM脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管。该方法为：在每个开关周期内，采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号和三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相调制波；三相调制波经DPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，该信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态。但该发明没有提出可抑制共模电压的非连续脉宽调制(RCVDPWM)策略。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法及系统。
根据本发明提供的一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，包括：
步骤S1：对三相原始调制波排序；
步骤S2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
步骤S3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
步骤S4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
优选地，三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure BDA0003532893800000031
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure BDA0003532893800000032
为三相调制波；
Figure BDA0003532893800000041
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure BDA0003532893800000042
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure BDA0003532893800000043
因此，箝位方式
Figure BDA0003532893800000044
与
Figure BDA0003532893800000045
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure BDA0003532893800000046
与
Figure BDA0003532893800000047
互补，箝位方式
Figure BDA0003532893800000048
与自身互补，故：
Figure BDA0003532893800000049
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
优选地，T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure BDA00035328938000000410
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
优选地，逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure BDA0003532893800000051
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
优选地，mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure BDA0003532893800000052
Figure BDA0003532893800000053
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure BDA0003532893800000054
和
Figure BDA0003532893800000055
的载波为先增后减模式，而
Figure BDA0003532893800000056
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure BDA0003532893800000057
mzq＝1-mmax：
若
Figure BDA0003532893800000058
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure BDA0003532893800000059
当
Figure BDA00035328938000000510
时，实现共模电压抑制
Figure BDA00035328938000000511
为-1；
Figure BDA00035328938000000512
分别为
Figure BDA00035328938000000513
Figure BDA00035328938000000514
对应相的开关函数：
Figure BDA00035328938000000515
由式(11)得到箝位方式
Figure BDA00035328938000000516
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure BDA00035328938000000517
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA00035328938000000518
的约束条件：
Figure BDA00035328938000000519
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure BDA0003532893800000061
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure BDA0003532893800000062
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure BDA0003532893800000063
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure BDA0003532893800000064
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA0003532893800000065
的约束条件：
Figure BDA0003532893800000066
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
根据本发明提供的一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，包括：
模块M1：对三相原始调制波排序；
模块M2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
模块M3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
模块M4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
优选地，三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure BDA0003532893800000067
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure BDA0003532893800000068
为三相调制波；
Figure BDA0003532893800000069
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure BDA0003532893800000071
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure BDA0003532893800000072
因此，箝位方式
Figure BDA0003532893800000073
与
Figure BDA0003532893800000074
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure BDA0003532893800000075
与
Figure BDA0003532893800000076
互补，箝位方式
Figure BDA0003532893800000077
与自身互补，故：
Figure BDA0003532893800000078
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
优选地，T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure BDA0003532893800000079
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
优选地，逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure BDA0003532893800000081
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
优选地，mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure BDA0003532893800000082
Figure BDA0003532893800000083
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure BDA0003532893800000084
和
Figure BDA0003532893800000085
的载波为先增后减模式，而
Figure BDA0003532893800000086
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure BDA0003532893800000087
mzq＝1-mmax：
若
Figure BDA0003532893800000088
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure BDA0003532893800000089
当
Figure BDA00035328938000000810
时，实现共模电压抑制
Figure BDA00035328938000000811
为-1；
Figure BDA00035328938000000812
分别为
Figure BDA00035328938000000813
Figure BDA00035328938000000814
对应相的开关函数：
Figure BDA00035328938000000815
由式(11)得到箝位方式
Figure BDA00035328938000000816
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure BDA00035328938000000817
mzq＝-1-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA00035328938000000818
的约束条件：
Figure BDA00035328938000000819
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure BDA0003532893800000091
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure BDA0003532893800000092
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure BDA0003532893800000093
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure BDA0003532893800000094
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA0003532893800000095
的约束条件：
Figure BDA0003532893800000096
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明降低开关损耗，提升系统效率；
2、本发明实现中性点平衡，使中性点电压直流分量为零；
3、本发明实现共模电压抑制，将共模电压限制到±Vdc/6以内；
4、本发明简化算法，减小计算量；
5、本发明提出了一种可抑制共模电压的非连续脉宽调制(RCVDPWM)策略，同时能够降低开关损耗。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为T型三电平逆变器拓扑图；
图2为CBPWM原理示意图；
图3为传统DPWM策略原理示意图；
图4为载波变换原理示意图；
图5为改进的DPWM策略原理示意图；
图6为箝位方式适用范围(灰色区域代表可箝位)图；
图7为RCVDPWM箝位分布图；
图8为调制策略示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
实施例1：
根据本发明提供的一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，如图1-图8所示，包括：
步骤S1：对三相原始调制波排序；
步骤S2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
步骤S3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
步骤S4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
具体地，三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure BDA0003532893800000101
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure BDA0003532893800000102
为三相调制波；
Figure BDA0003532893800000103
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure BDA0003532893800000111
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure BDA0003532893800000112
因此，箝位方式
Figure BDA0003532893800000113
与
Figure BDA0003532893800000114
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure BDA0003532893800000115
与
Figure BDA0003532893800000116
互补，箝位方式
Figure BDA0003532893800000117
与自身互补，故：
Figure BDA0003532893800000118
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
具体地，T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure BDA0003532893800000119
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
具体地，逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure BDA00035328938000001110
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
具体地，mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure BDA0003532893800000121
Figure BDA0003532893800000122
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure BDA0003532893800000123
和
Figure BDA0003532893800000124
的载波为先增后减模式，而
Figure BDA0003532893800000125
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure BDA0003532893800000126
mzq＝1-mmax：
若
Figure BDA0003532893800000127
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure BDA0003532893800000128
当
Figure BDA0003532893800000129
时，实现共模电压抑制
Figure BDA00035328938000001210
为-1；
Figure BDA00035328938000001211
分别为
Figure BDA00035328938000001212
Figure BDA00035328938000001213
对应相的开关函数：
Figure BDA00035328938000001214
由式(11)得到箝位方式
Figure BDA00035328938000001215
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure BDA00035328938000001216
mzq＝-1-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA00035328938000001217
的约束条件：
Figure BDA00035328938000001218
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure BDA00035328938000001219
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure BDA0003532893800000131
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure BDA0003532893800000132
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure BDA0003532893800000133
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA0003532893800000134
的约束条件：
Figure BDA0003532893800000135
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
实施例2：
实施例2为实施例1的优选例，以更为具体地对本发明进行说明。
本领域技术人员可以将本发明提供的一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，理解为充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统的具体实施方式，即所述充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统可以通过执行所述充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法的步骤流程予以实现。
根据本发明提供的一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，包括：
模块M1：对三相原始调制波排序；
模块M2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
模块M3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
模块M4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
具体地，三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure BDA0003532893800000136
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure BDA0003532893800000137
为三相调制波；
Figure BDA0003532893800000141
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure BDA0003532893800000142
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure BDA0003532893800000143
因此，箝位方式
Figure BDA0003532893800000144
与
Figure BDA0003532893800000145
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure BDA0003532893800000146
与
Figure BDA0003532893800000147
互补，箝位方式
Figure BDA0003532893800000148
与自身互补，故：
Figure BDA0003532893800000149
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
具体地，T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure BDA00035328938000001410
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
具体地，逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure BDA0003532893800000151
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
具体地，mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure BDA0003532893800000152
Figure BDA0003532893800000153
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure BDA0003532893800000154
和
Figure BDA0003532893800000155
的载波为先增后减模式，而
Figure BDA0003532893800000156
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure BDA0003532893800000157
mzq＝1-mmax：
若
Figure BDA0003532893800000158
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure BDA0003532893800000159
当
Figure BDA00035328938000001510
时，实现共模电压抑制
Figure BDA00035328938000001511
为-1；
Figure BDA00035328938000001512
分别为
Figure BDA00035328938000001513
Figure BDA00035328938000001514
对应相的开关函数：
Figure BDA00035328938000001515
由式(11)得到箝位方式
Figure BDA00035328938000001516
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure BDA00035328938000001517
mzq＝-1-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA00035328938000001518
的约束条件：
Figure BDA00035328938000001519
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure BDA0003532893800000161
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure BDA0003532893800000162
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure BDA0003532893800000163
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure BDA0003532893800000164
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure BDA0003532893800000165
的约束条件：
Figure BDA0003532893800000166
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
实施例3：
实施例3为实施例1的优选例，以更为具体地对本发明进行说明。
由附图7可知，在wt∈[0,2π]的部分区间存在多种箝位方式。为了降低开关损耗，优先对电流绝对值最大相开关管进行箝位，如附图8所示。主要分为以下4个步骤：
步骤1：对ma、mb、mc排序得到mmax、mmid、mmin，记录mmax、mmid、mmin与a、b、c相的对应关系，并把mmid的载波设为先减后增模式；
步骤2：对Ia、Ib、Ic绝对值排序得到|I|max、|I|mid、|I|min，记录|I|max、|I|mid、|I|min与a、b、c相的对应关系；
步骤3：依次判断|I|max、|I|mid、|I|min对应相的调制波是否可箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量，并进入步骤4
(注意，mmax的箝位方式有
Figure BDA0003532893800000167
和
Figure BDA0003532893800000168
两种，分别适用于m∈[0,2/3]和m∈(2/3,1]，不会出现两种约束条件同时满足的情况；mmin同理)；
步骤4：计算RCVDPWM(Discontinuous PWM Strategy for Common Mode VoltageReduction，可抑制共模电压的非连续脉宽调制)调制波。
三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure BDA0003532893800000171
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure BDA0003532893800000172
为三相调制波；
Figure BDA0003532893800000173
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角。
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure BDA0003532893800000174
本文的调制策略是优先对电流绝对值最大相开关管进行箝位，因此在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同。假设在θ处对三相调制波加入零序分量1-ma|wt＝θ使a相调制波箝位到1，则在θ+π处加入零序分量-1-ma|wt＝θ+π使a相调制波箝位到-1。θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure BDA0003532893800000175
因此，箝位方式
Figure BDA0003532893800000176
与
Figure BDA0003532893800000177
互补，对中性点电流作用之和为零。同样，箝位方式
Figure BDA0003532893800000178
与
Figure BDA0003532893800000179
互补，箝位方式
Figure BDA00035328938000001710
与自身互补，故：
Figure BDA00035328938000001711
式中：Inp为逆变器中性点电流。
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
本发明具有如下替代方案：
从空间矢量调制的角度分析共模电压抑制、中性点平衡以及DPWM，确定参考电压矢量在每一扇区时每一区域内所述参考电压矢量与多个基本电压矢量的矢量合成关系及多个基本电压矢量。
实施例4：
实施例4为实施例1的优选例，以更为具体地对本发明进行说明。
本发明的目的在于在实现共模电压抑制的同时降低开关损耗，并且具有中性点自平衡能力。通过分析T型三电平逆变器开关序列对共模电压作用机理，总结出五种将共模电压限制在±Vdc/6以内的箝位方式。对于部分相角区间存在的多种箝位方式，优先选取电流绝对值最大相的开关管进行钳位，从而降低开关损耗。同时，上述RCVDPWM策略可使一个工频周期内中性点电流积分值为零，消除中性点电压直流分量，使其具有自平衡能力。
本文提出一种改进的RCVDPWM(Discontinuous PWM Strategy for Common ModeVoltage Reduction，可抑制共模电压的非连续脉宽调制)策略，采用基于载波的脉宽调制(CBPWM,Carrier-Based Pulse Width Modulation)方法的开关管占空比直接由调制波表示，运算量小、易于实现。因此，本文从基于CBPWM角度展开对DPWM(discontinuous pulsewidth modulation,非连续脉宽调制)与共模电压抑制的分析。
T型三电平逆变器拓扑如附图1所示，由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成。用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure BDA0003532893800000181
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压
由上式可知，为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)必须恒等于零，这在DPWM调制中无法实现。因此，本文共模电压抑制的目标是将其限制在±Vdc/6以内，即在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)
在三电平调制中，CBPWM原理如附图2所示，调制波范围为[-1,1]，载波分为[-1,0](下面的载波)和[0,1](上面的载波)两个。这里称上面的载波为正载波，下面的载波为负载波，如附图2(a)所示。由于开关频率远高于调制波频率，因此在一个开关周期内可近似认为调制波为定值。以a相为例，为了产生占空比：
当调制波大于0时，与正载波比较，如附图2(b)所示，调制波大于载波时Sa＝1，否则Sa＝0；
当调制波小于0时，与负载波比较，如附图2(c)所示，调制波大于载波时Sa＝0，否则Sa＝-1；
当调制波等于0时，无论是与正载波比较还是与负载波比较，在这个开关周期内均有Sa＝0，在本文中选用正载波。
因此，当调制波范围属于[0,1]时，用上面的载波调制；当调制波范围属于[-1,0)时，用下面的载波调制。b相和c相同理。
逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure BDA0003532893800000191
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角。
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到最终调制波：
Figure BDA0003532893800000192
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz。
表1三相调制波箝位方式
Figure BDA0003532893800000193
当最终调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，实现DPWM。三相调制波的箝位组合如表1所示，当
Figure BDA0003532893800000194
或
Figure BDA0003532893800000195
时，系统处于过调制状态，此时输出电压和电流波形不再是正弦。为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束:
Figure BDA0003532893800000196
Figure BDA0003532893800000197
箝位到1时，
Figure BDA0003532893800000198
会导致系统处于过调制状态。类似地，导致系统处于过调制状态的箝位方式共有4种，即表1中的不可用箝位方式。因此，三相调制波的DPWM箝位方式有5种。
上述5种传统的DPWM策略没有考虑共模电压性能，如附图3所示：
(a)中箝位方式为
Figure BDA0003532893800000201
最大值为2；
(b)中箝位方式为
Figure BDA0003532893800000202
最小值为-2；
(c)中箝位方式为
Figure BDA0003532893800000203
绝对值不大于1；
(d)中箝位方式为
Figure BDA0003532893800000204
最小值为-2；
(e)中箝位方式为
Figure BDA0003532893800000205
最大值为2。
其中，有4种情况均不满足式(7)的要求，共模电压最大幅值为Vdc/3。
针对附图3(a)中共模电压幅值超过Vdc/6的情况，考虑将
Figure BDA0003532893800000206
的载波改为先减后增模式以避免
Figure BDA0003532893800000207
与
Figure BDA0003532893800000208
的区间重合，从而实现共模电压抑制，如附图4(a)所示；同样改变附图3(b)、3(c)、3(d)、3(e)中
Figure BDA0003532893800000209
的载波，分别如附图4(b)、4(c)、4(d)、4(e)所示，均实现了共模电压抑制。
本文提出一种改进的DPWM策略，其中
Figure BDA00035328938000002010
和
Figure BDA00035328938000002011
的载波为先增后减模式，而
Figure BDA00035328938000002012
的载波为先减后增模式。在改进的DPWM策略中，共模电压幅值始终不超过Vdc/6，因此称为RCVDPWM。同时，5种箝位方式的约束条件也有所改变，分析如下：
1)
Figure BDA00035328938000002013
mzq＝1-mmax。若
Figure BDA00035328938000002014
由附图5(a)可知在整个开关周期内始终满足式(3)；若
Figure BDA00035328938000002015
由附图5(b)可知当
Figure BDA00035328938000002016
时，为了实现共模电压抑制
Figure BDA00035328938000002017
必须为-1：
Figure BDA00035328938000002018
由式(11)得到箝位方式
Figure BDA00035328938000002019
的适用范围如附图6(a)所示。m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间可采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用。
2)
Figure BDA00035328938000002020
mzq＝-1-mmin。根据三相调制波对称性，由分析(1)同理可得箝位方式
Figure BDA00035328938000002021
的约束条件：
Figure BDA00035328938000002022
适用范围如附图6(b)所示，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间可采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用。
3)
Figure BDA0003532893800000211
mzq＝-mmid。由附图5(c)可知在整个开关周期内均满足式(7)。注意，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束。适用范围如附图6(c)所示，m∈[0,2/3]时，任意相角均可采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间可采用该箝位方式。
4)
Figure BDA0003532893800000212
mzq＝-mmax。如附图5(d)所示，为了实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure BDA0003532893800000213
适用范围如附图6(d)所示，m∈[0,1/3]时，任意相角区间均可采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间可采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
5)
Figure BDA0003532893800000214
mzq＝-mmin。根据三相调制波对称性，由分析(4)同理可得箝位方式
Figure BDA0003532893800000215
的约束条件：
Figure BDA0003532893800000216
适用范围如附图6(e)所示，m∈[0,1/3]时，任意相角区间均可采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间可采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
表2 RCVDPWM箝位条件
Figure BDA0003532893800000217
RCVDPWM策略综合了上述五种箝位方式，如表2所示。适用范围见附图7，对于任意调制比和相位角至少存在一种实现共模电压抑制的箝位方式，且不同箝位方式之间存在重叠区域。
本领域技术人员知道，除了以纯计算机可读程序代码方式实现本发明提供的系统、装置及其各个模块以外，完全可以通过将方法步骤进行逻辑编程来使得本发明提供的系统、装置及其各个模块以逻辑门、开关、专用集成电路、可编程逻辑控制器以及嵌入式微控制器等的形式来实现相同程序。所以，本发明提供的系统、装置及其各个模块可以被认为是一种硬件部件，而对其内包括的用于实现各种程序的模块也可以视为硬件部件内的结构；也可以将用于实现各种功能的模块视为既可以是实现方法的软件程序又可以是硬件部件内的结构。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (10)

1.一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，其特征在于，包括：
步骤S1：对三相原始调制波排序；
步骤S2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
步骤S3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
步骤S4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
2.根据权利要求1所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，其特征在于：
三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure FDA0003532893790000011
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure FDA0003532893790000012
为三相调制波；
Figure FDA0003532893790000013
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure FDA0003532893790000014
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure FDA0003532893790000015
因此，箝位方式
Figure FDA0003532893790000016
与
Figure FDA0003532893790000017
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure FDA0003532893790000018
与
Figure FDA0003532893790000019
互补，箝位方式
Figure FDA00035328937900000110
与自身互补，故：
Figure FDA00035328937900000111
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
3.根据权利要求1或2所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，其特征在于：
T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure FDA0003532893790000021
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
4.根据权利要求3所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，其特征在于：
逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure FDA0003532893790000022
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
5.根据权利要求4所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制方法，其特征在于：
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure FDA0003532893790000023
Figure FDA0003532893790000031
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure FDA0003532893790000032
和
Figure FDA0003532893790000033
的载波为先增后减模式，而
Figure FDA0003532893790000034
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure FDA0003532893790000035
mzq＝1-mmax：
若
Figure FDA0003532893790000036
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure FDA0003532893790000037
当
Figure FDA0003532893790000038
时，实现共模电压抑制
Figure FDA0003532893790000039
为-1；
Figure FDA00035328937900000310
分别为
Figure FDA00035328937900000311
Figure FDA00035328937900000312
对应相的开关函数：
Figure FDA00035328937900000313
由式(11)得到箝位方式
Figure FDA00035328937900000314
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure FDA00035328937900000315
mzq＝-1-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure FDA00035328937900000316
的约束条件：
Figure FDA00035328937900000317
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure FDA00035328937900000318
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure FDA00035328937900000319
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure FDA0003532893790000041
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure FDA0003532893790000042
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure FDA0003532893790000043
的约束条件：
Figure FDA0003532893790000044
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
6.一种充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，其特征在于，包括：
模块M1：对三相原始调制波排序；
模块M2：对逆变器输出三相电流绝对值排序；
模块M3：根据排序的顺序，判断逆变器输出三相电流绝对值对应相的调制波是否能够箝位，当约束条件满足时计算当前箝位方式对应的零序分量；
模块M4：根据三相原始调制波和零序分量计算可抑制共模电压的非连续脉宽调制波。
7.根据权利要求6所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，其特征在于：
三电平拓扑的中性点为直流母线电容C1/C2的连接点，该点电压波动的大小和方向由中性点电流Inp决定，单个开关周期内Inp的平均值为：
Figure FDA0003532893790000045
式中：Ia/Ib/Ic为逆变器输出三相电流；
Figure FDA0003532893790000046
为三相调制波；
Figure FDA0003532893790000047
式中：Im为电流幅值；θ为a相相位角；ψ为功率因数角；
由式(2)可知在θ和θ+π处相电流绝对值相等：
Figure FDA0003532893790000048
在θ和θ+π处三相调制波箝位的优先级相同，θ和θ+π处单个开关周期内Inp：
Figure FDA0003532893790000051
因此，箝位方式
Figure FDA0003532893790000052
与
Figure FDA0003532893790000053
互补，对中性点电流作用之和为零，箝位方式
Figure FDA0003532893790000054
与
Figure FDA0003532893790000055
互补，箝位方式
Figure FDA0003532893790000056
与自身互补，故：
Figure FDA0003532893790000057
式中：Inp为逆变器中性点电流；
中性点电流经过一个工频周期积分为0，因此中性点电压直流分量为0，实现自平衡。
8.根据权利要求6或7所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，其特征在于：
T型三电平逆变器由a/b/c三相桥臂和直流母线电容C1/C2构成，用开关函数Si表示每相桥臂开关状态：
Figure FDA0003532893790000058
式中：i为a/b/c三相中的其中一相；S1_i为i相上桥臂功率开关，S2_i为i相中间桥臂功率开关，S3_i为i相中间桥臂功率开关，S4_i为i相下桥臂功率开关；
三电平逆变器共模电压定义为交流输出中性点与O点电位差，中性点平衡时，共模电压表示为：
Vcm＝(Sa+Sb+Sc)Vdc/6 (6)
式中：Vdc为直流端电压；
为了消除共模电压，(Sa+Sb+Sc)等于零，共模电压抑制的目标是将(Sa+Sb+Sc)限制在±Vdc/6以内，在任意时刻实现：
|Sa+Sb+Sc|≤1 (7)。
9.根据权利要求8所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，其特征在于：
逆变器的开关函数Sa/Sb/Sc由三相调制波与载波比较产生，原始调制波表达式为：
Figure FDA0003532893790000059
式中：m∈[0,1]为调制比；wt∈[0,2π]为a相的相位角；ma为a相调制波、mb为b相调制波、mc为c相调制波；
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值。
10.根据权利要求9所述的充电系统前级T型三电平PFC性能优化调制系统，其特征在于：
mmax/mmid/mmin分别表示原始调制波中的最大值、中间值、最小值，注入零序分量mzq得到新的三相调制波
Figure FDA0003532893790000061
Figure FDA0003532893790000062
式中：零序分量mzq的频率为调制波的三倍，即150Hz；
当调制波中的一相箝位到1、0或-1时，该相的开关管在一个开关周期内没有开关动作，为了防止过调制，在选用箝位方式时需要加入约束；
Figure FDA0003532893790000063
和
Figure FDA0003532893790000064
的载波为先增后减模式，而
Figure FDA0003532893790000065
的载波为先减后增模式，箝位方式的约束条件如下：
a)
Figure FDA0003532893790000066
mzq＝1-mmax：
若
Figure FDA0003532893790000067
在开关周期内满足式(3)；
若
Figure FDA0003532893790000068
当
Figure FDA0003532893790000069
时，实现共模电压抑制
Figure FDA00035328937900000610
为-1；
Figure FDA00035328937900000611
分别为
Figure FDA00035328937900000612
Figure FDA00035328937900000613
对应相的开关函数：
Figure FDA00035328937900000614
由式(11)得到箝位方式
Figure FDA00035328937900000615
的适用范围，m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
b)
Figure FDA00035328937900000616
mzq＝-1-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure FDA00035328937900000617
的约束条件：
Figure FDA00035328937900000618
m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式以实现共模电压抑制；对于m∈[0,2/3]，该箝位方式不再适用；
c)
Figure FDA00035328937900000619
mzq＝-mmid：
在整个开关周期内均满足式(7)，为了防止过调制，该箝位方式受式(10)约束；
m∈[0,2/3]时，任意相角均采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，在wt∈[0,2π]的部分区间采用该箝位方式；
d)
Figure FDA0003532893790000071
mzq＝-mmax：
实现共模电压抑制Smid＝-1与Smin＝-1的区间不能重合：
Figure FDA0003532893790000072
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用；
e)
Figure FDA0003532893790000073
mzq＝-mmin：
根据三相调制波对称性，箝位方式
Figure FDA0003532893790000074
的约束条件：
Figure FDA0003532893790000075
m∈[0,1/3]时，任意相角区间均采用该箝位方式；m∈(1/3,2/3]时，部分相角区间采用该箝位方式；m∈(2/3,1]时，该方法不再适用。
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