CN101322368A - 用于脉宽调制的装置和方法 - Google Patents

Abstract

提供一种调制器和方法，用于生成脉宽调制的载波信号，用于高效无线发射器以发射可变包络信号。通常，脉宽调制器的新结构包括串行和单独执行的所需相位和振幅调制处理。公开了利用单边脉宽调制的第一解决方案，其中可以对振幅调制处理所引起的不希望的移相进行补偿。此外，公开了利用双边脉宽调制的第二解决方案，其中避免了振幅调制处理所引起的不期望的相位起伏，并且因此减少了对相位校正的成本。

Description

用于脉宽调制的装置和方法

技术领域

本发明涉及一种根据权利要求1、用于从具有时变包络的输入信号来生成调制的载波信号的调制器，根据权利要求20和22的相应方法，以及根据权利要求24和25的移动通信终端。

背景技术

本发明一般涉及一种具有高效功率放大器的发射器结构，其中使用带通脉宽调制(BP-PWM)来生成调制的载波信号。

可以预期，针对无线移动电话系统的第四代(4G)标准将在上行链路中使用四相移相键控(QPSK)调制和码分多址(CDMA)架构。带宽预计高于20MHz，以支持对多媒体服务的需求。QPSK-CDMA系统通常使用直接上变频发射器来实现。相比于很多其他调制和复用方案，QPSK-CDMA系统生成可变包络信号，其必须被线性放大到高功率电平以进行远程通信。

因此，需要线性放大器以避免在放大的可变包络调制的信号中通过AM/PM变换时的振幅以及相位失真。然而，相比于放大恒定包络调制的信号的情况，可变包络调制的信号线性放大的要求通常导致效率较低的放大器。已知的方法是一起使用高效放大器配置和可以提供包络变化的适当调制格式。即，专用控制信号所驱动的高效非线性放大器导致了高效放大器，其表现为准线性。主要考虑是为开关模式功率放大器(SMPA)生成所需的驱动信号。出于此目的，脉宽调制可以是一种有希望的的途径来在功率放大中提供效率和线性二者。

2002年IEEE MTT-S Digest中Keyzer等人的“A generation of RFpulse width modulated microwave signals usingΔ∑-modulation”公开了一种全数字调制器，其在射频处与分开执行的相位调制(PM)和振幅调制(AM)处理一起使用脉宽和delta-sigma调制。用于脉冲位置调制(PPM)和脉宽调制(PWM)的分离的调制器由相应的独立Δ∑调制器来控制。图1示意性地示出了调制器100，其中正如在CDMA中使用的输入调制信号I和Q例如OQPSK(偏移四相移相键控)信号被输入到转换器110，该转换器110输出相位和振幅调制的信号。这些相位和振幅调制的信号被馈送到数字驱动的Δ∑调制器121和122，其中所述调制器操作在载波频率fc处，例如用于蜂窝频带通信的900MHz。载波频率fc由来自本地振荡器130的分频装置135导出。本地振荡器130用于生成具有预定脉宽和频率flo(＝8乘以fc)的周期脉冲序列，其中该频率flo必须8倍于载波频率fc，以作为输出RF频率来实现所使用的三位数字解析度。即，本地频率flo必须大约为7GHz。PMΔ∑调制器121提供数字输出字，其对应于针对脉冲位置的预定数字值。PMΔ∑调制器121的输出控制数字脉冲延迟调制器140，充当输入周期脉冲序列以产生相位调制的输出脉冲序列。然后，该相位调制的脉冲序列被馈送到脉宽调制器150，其根据AMΔ∑调制器122的输出来从预定数字值中选择脉宽值。调制器100的输出是具有恒定包络的全脉冲调制的信号，用于在针对具有时变包络的输入信号的准线性放大的输出中驱动开关功率放大器。然而，除了脉冲位置调制器(PPM)和脉宽调制器(PWM)之外还需要两个Δ∑调制器。此外，PPM和PWM调制器121、122需要数字时钟，该数字时钟必须大约为7GHz。此外，由于Δ∑调制，在信号频带之外存在有高量化噪声，其通过残余非线性而折回到感兴趣的频带中。

与本申请相同的发明人的US6,993,087涉及一种使用用于带通信号的PWM和PPM的开关模式功率放大器，其通过参考引入于此。在图2中示意性地示出了相应的BP-PWM发射器，只取首字母，其调制器结构在此描述为并行BP-PWM。用于生成带通RF信号的发射器200包括用于时变包络信号的两个正交输入信号I、Q的调制器，该调制器包括低频部分201、高频部分202、用于生成载波信号的本地振荡器210、用于放大调制的载波信号的SMPA 204以及用于传递相应射频(RF)输出信号RFout的带通滤波器206。调制器低频部分201包括控制装置205，用于分别确定在输入信号I和Q中编码的调制信号的振幅和相位相关信息内容，并用于生成相应的振幅和相位相关控制信号。这些控制信号被用于对期望的BP-PWM信号进行编码。因此，调制器高频RF部分202包括本地振荡器210，其生成基本上正弦的RF频率信号，并且该信号被馈送到两个相同的分支，每个分支具有相应的相位调制器241和242，这些调制器由从振幅和相位相关调制信号中生成的相应控制信号来控制。因此，在每个分支中，从相应相位调制器241和242中输出的RF信号具有对应于振幅和相位相关调制信号的相位信息。在每个分支的输出处，相应的脉冲位置调制(PPM)信号被用于驱动SMPA 204并且同时将其合并，并且由带通滤波器206对其进行带通滤波，从而出现了期望的射频(RF)输出信号RFout。即，通过专用控制信号所控制的两个并行的相同分支，PM和AM处理同时被执行。出于此原因，只取首字母，图2中调制器的结构在这里被称为并行BP-PWM。此方法中的一个主要问题是，用于并行发射器结构中的这两个分支必须严格一致，以避免由于振幅和相位失衡而引起的失真。所以，这两个分支必须具有一致的组件作为同相调制器。进一步而言，如果应当利用例如标准FM合成器来替代相位调制器，则除了两个分离并且严格一致的合成器之外还需要附加的处理。

发明内容

因此，本发明的具体目的是提供一种发射器结构，用于生成可变包络调制的信号，其克服了当前已知调制方法和设备的前述问题。

根据本发明第一方面，提供一种调制器，用于从具有时变包络的输入信号中生成脉宽调制的载波信号，所述调制器包括控制装置，被设置用于从所述输入信号中生成涉及输入信号相位和振幅信息内容的相应调制器控制信号。发生器装置，向第一相位调制装置提供载波信号以对所述载波信号进行相位调制。第一相位调制装置由来自于控制装置的第一相位控制信号来控制。然后，将相位调制的载波信号输入到第一和第二分支。在所述第二分支中，具有第二相位调制装置，用于对相位调制的载波信号进行附加的相位调制。第二相位调制装置由来自于控制装置的第二相位控制信号来控制。信号合并器装置被设置用于合并来自于第一分支的相位调制的信号以及来自于第二分支的所述相位调制的载波信号，以在合并器装置的输出处提供脉宽调制的载波信号。

优选地，输入信号包括两个正交输入信号。这些输入信号可以是正交的I和Q信号，即具有时变包络的输入信号的所谓同相和正交相位分量。调制器进一步包括转换器装置，用于从所述正交输入信号中导出振幅和相位信息相关信号。

优选地，将相应的振幅和相位信息相关信号输入到第一控制装置，该第一控制装置包括预失真装置，适用于对所述振幅信息信号进行预失真。

根据本发明第一实施方式，控制装置被设置为生成第一相位控制信号，作为来自于所述输入信号的相位信息相关信号与来自于经过第一补偿因子修改的所述输入信号的预失真振幅信息相关信号的合并，并且从预失真振幅信息相关信号中生成第二相位控制信号。

优选地，第一相位控制信号对应于降低了预失真振幅信息相关信号实际值一半的相位信息相关信号的实际值。即，输入信号的相位信息相关信号的实际值降低与振幅信息相关信号的瞬间值对应的相位的一半。

对于振幅调制(AM)处理以及相位调制(PM)处理之间的延迟补偿，可以提供延迟装置例如信号延迟块，用于对来自于所述控制装置的相应第二相位控制信号进行延迟，其中振幅调制处理由第一相位调制装置来执行以对载波信号进行相位调制，而相位调制处理由第二相位调制装置来执行，以对第二分支中的相位调制的载波信号进行附加的相位调制。PM处理中的可能(不相等)延迟(AM处理(或其控制)必须通过其进行延迟)可以通过对不同信号传播延迟进行均衡的的延迟装置来补偿。换言之，PM和振幅AM处理可以在同一时间来执行。然而，需要注意的是，PM和AM处理也可以以相反的顺序来实现，从而使得PM处理被延迟。

根据本发明第二实施方式，该调制器在第一分支中进一步包括第三相位调制装置，用于对相位调制的载波信号进行附加的相位调制。第三相位调制装置由来自于控制装置的第三相位控制信号来控制。该控制装置被设置为从相位信息相关信号中生成第一相位控制信号，从预失真振幅信息相关信号中生成第二相位控制信号，以及从通过第二补偿因子进行修改的预失真振幅信息相关信号中生成第三相位控制信号。

优选地，第一相位控制信号对应于相位信息相关信号的实际值，第二相位控制信号对应于预失真振幅信息相关信号的实际值，并且第三相位控制信号对应于具有相反符号的预失真振幅信息相关信号的实际值。

如上所述，需要延迟补偿来均衡PM和AM处理之间的时间差异。对于振幅调制处理和相位调制处理之间的延迟补偿，可以提供相应的延迟装置以分别对来自于所述控制装置的相应第二相位控制信号和来自于所述控制装置的相应第三相位控制信号进行延迟，其中振幅调制处理由第一相位调制装置来执行以对载波信号进行相位调制，而相位调制处理由第二相位调制装置来执行，以对第二分支中的相位调制的载波信号进行附加的相位调制。

在本发明第一和第二实施方式中，所生成的载波信号可以是正弦信号，并且调制器可以包括基本模拟的电路。然后，调制器在信号合并器装置之前在第一和第二分支中进一步包括信号限幅器。

在本发明第一和第二实施方式中，载波基本信号可以是脉冲信号，并且调制器可以基本上包括数字电路。

需要注意，可行的是，根据本发明的调制器的一部分包括数字电路以及模拟电路。例如，控制装置可以实现为数字电路，而载波信号生成装置连同相应的相位调制器和合并器一起可以实现在模拟电路中。

根据本发明第二方面，一种用于从具有时变包络的输入信号中生成脉宽调制的载波信号的方法，该方法包括步骤：生成载波信号；对应于第一相位控制信号通过对载波信号进行相位调制来生成第一调制的载波信号，并对应于第二控制信号通过对第一调制的载波信号进行相位调制来生成第二调制的载波信号；以及，将所述第一调制的载波信号与第二调制的载波信号合并为脉宽调制载波信号。

优选地，第一相位控制信号对应于降低了输入信号的预失真振幅信息实际值的一半的输入信号的相位信息实际值。具体而言，输入信号的相位相关信息的实际值降低对应于振幅相关信息的瞬间值的相位的一半。

根据本发明第三方面，一种用于从具有时变包络的输入信号中生成脉宽调制的载波信号的方法，该方法包括步骤：生成载波信号；对应于第一相位控制信号通过对载波信号进行相位调制来生成第一调制的载波信号，并对应于第二控制信号通过对第一相位调制的载波信号进行附加相位调制来生成第二调制的载波信号；对应于第三控制信号通过对第一调制的载波信号进行附加相位调制来生成第三调制的载波信号；以及，将所述第二调制的载波信号与所述第三调制的载波信号合并为脉宽调制的载波信号。

优选地，第一相位控制信号对应于输入信号相位信息的实际值，第二相位控制信号对应于输入信号预失真振幅信息的实际值，以及第三相位控制信号对应于具有相反符号的预失真振幅信息的实际值。

根据本发明第四方面，一种移动通信终端，包括发射器，该发射器具有根据本发明第一方面所述的、用于生成射频调制的载波信号以进行发射的调制器。

根据本发明第五方面，一种移动通信终端，包括具有电路的发射器器，该电路被设置用于通过使用根据本发明第二或第三方面其中之一所述的方法来生成射频调制的载波信号以进行发射。

从结合附图进行考虑的以下详细描述中，本发明的其他目的和特征将变得清楚明了。然而，需要理解的是，附图的设计仅出于示意的目的，并且不作为对本发明的限制进行定义，对于本发明的限制的定义应当参考所附权利要求书。需要进一步理解的是，附图仅旨在理论上示意这里所描述的结构和过程。

附图说明

图1示出了使用现有技术中的delta-sigma(Δ∑)调制器来生成BP-PWM信号的RF脉宽调制器，其中AM和PM处理被单独地执行并由单独的Δ∑调制器来控制；

图2示出了使用PWM和PPM来生成BP-PWM信号的现有技术的调制器结构，其中AM和PM处理在两个并行并且一致的分支中同时执行；

图3A示出了根据本发明第一实施方式的调制器结构；

图3B更详细地图示了图3A中的控制装置；

图4A示出了根据本发明第二实施方式的调制器结构；以及

图4B更详细地图示了图4A中的控制装置。

具体实施方式

现在，在转向附图并更详细地考虑本发明之前，提供一些根据本发明的调制器原理的一般信息。如上所述，可靠并且具备固有良好效率的SMPA和其他高效功率放大器必须使用双状态信号来控制。双状态输入信号通常可以是方波，也称为脉冲序列，其中脉冲周期为T＝1/f并且其频率f等于期望的RF频率或期望的RF频率的基频。可以意识到的是，方波表示假想的(理论的)方法来示意主要原理；在实践中，由于有限的带宽，方波是不可能获得的。

而且，可以使用正弦载波信号，其在应用到限幅器的时候接近于驱动SMPA所需的双状态信号。SMPA并不引起显著的相位失真，但由于其双状态行为，其对振幅而言非常的不线性。因此，重要的是，对驱动信号进行处理，从而调制信号的相位和振幅信息均不包含在驱动信号的振幅中。因此，将把输入信号的相位和振幅信息调制到脉冲序列的跃迁时间即边沿以驱动SMPA。

因此，本发明的编码方法将所需的调制划分为相位调制(PM)部分和振幅调制(AM)部分。PM部分可以以多种已知的方法中的任何方法来实现以生成经相位调制的恒定包络信号，并且用于将相位信息添加到载波信号中。然后AM部分通过对载波信号所得脉冲的宽度进行控制而添加振幅信息。值得注意的是，术语PM和AM涉及原始调制信号的信息内容，即相应的相位和振幅信息相关内容。这些所谓的异相技术的本质在于认识到任何包络和相位调制的信号可以由两个具有固定包络但相位发生变化的分量之和来表示。即，BW-PWM信号背后的基本原理在于单独脉冲的持续时间正比于被调制的信号的振幅，并且根据被调制的信号的相位内容来对单独脉冲的位置进行脉冲位置调制(PPM)。

现在参考图3A和图4A，其中首先描述了它们之间的基本的相似性。因此，调制器结构301和301包括低频部分400和高频部分500，通过它们调制的载波信号被提供给放大器304。然后，在带通滤波器306的输出处(其使得用于发射的期望频带通过)，出现BP-PWM载波信号RFout。

在特定实施方式中，根据所使用的信号合并器，输出可以是双状态信号或三状态信号。在理想情况下，三状态信号不包含DC附近的频谱分量，因为脉冲的时间平均为零。因此，可以利用低通滤波器(LPF)来代替带通滤波器(BPF)。然而，在将要对本地频率的第一谐波频率之外的频率进行调制的情况下，可能要求BPF。

放大器304可以是开关模式功率放大器，其可以由基于DC-DC转换器设计的开关模式电源来提供，并且可用于控制发射器的输出功率。受限的最小脉宽可以引起动态范围恶化。因此，对放大器304的供应电压进行调节可以用于控制输出功率。SMPA可以是用于未来开发的放大器的任何当前已知的放大器配置，具有执行本发明期望功能的操作特性。优选地，SMPA是高效放大器设计，例如D类、E类或S类。然而，本发明不限于此配置，并且还可以包括例如C类或饱和B类放大器。

具有时变包络的输入信号输入到低频部分400。优选地，所述输入信号包括两个正交信号，同相输入信号I和正交相位输入信号Q，它们表示输入调制信号的同相和正交相位分量。转换器410从I输入信号和Q输入信号中导出振幅和相位信息相关内容。换言之，转换器410执行从Cartesian坐标I和Q到振幅信息和相位信息所表示的极坐标的转换。在411处提供相位信息相关信号，并且在412处提供振幅信息相关信号。

现在参考图3A，其示出了本发明的第一实施方式。在低频部分400中，在411和412处，振幅和相位信息信号传递到第一控制单元420a，以生成在421和422处提供的相应的第一和第二控制信号。优选地，转换器410和第一控制单元420a利用数字电路构建，并且因此由任何当前已知的时钟信号发生装置(在图3A中未示出)所提供的公共时钟信号CLK来控制。将421处的第一相位控制信号和422处的第二相位控制信号输入到调制器301的高频部分500。第一和第二相位控制信号的生成将在下面进行更详细的解释。

现在转向高频部分500，其中提供发生器510用于生成载波信号，其可以在所需RF频率的中心频率或是其基频处。发生器510可以实现为任何当前已知的本地振荡器，其也可以作为调制器子块而集成在例如第一相位调制器521中，第一相位调制器521将在下面进行描述。而且，可以使用任何已知的模拟电路以及数字电路来实现振荡器。例如，在2004年8月的IEEE Journal of solid-state circuits vol.39 no.8的“CMOS Wireless Phase-shifted Transmitter”中(在此通过参考将其引入于此)，S.Hamedi-Hagh等人公开了一种模拟本地振荡器的可能实现。

将发生器510所生成的载波信号输入到第一相位调制器521中，用于根据低频部分400中的第一控制单元420a在421处提供的第一相位控制信号对载波信号进行相位调制。然后，相位调制的载波信号从第一相位调制器521输出，并被分路为第一和第二分支531和532。在第二分支532中，具有第二相位调制器522，用于对已经由第一相位调制器521进行过相位调制的载波信号进行附加的相位调制。第二相位调制器522根据从第一控制单元420a提供的第二相位控制信号来执行附加的相位调制。然后，通过信号合并器540将第一分支531的相位调制的载波信号和第二分支532的二次相位调制的载波信号结合为期望的脉宽调制的载波信号，其中该合并器540的输出对应于调制器301的高频部分500的输出。

当所生成的载波信号是数字信号时，即数字信号是经过脉冲位置调制的，其等同于正弦信号的相位调制。因此，主要可以使用数字电路，并且可以通过使用算术操作例如减法或加法或逻辑操作(例如AND、OR或XOR操作以及它们的线性对应操作)来得到第一分支531的相位调制的载波信号与第二分支532的二次相位调制的载波信号的结合。还可能使用时序电路例如RS和T型触发器。优选的合并方法取决于具体应用。

此外，在高频部分500的第一和第二分支531、532中，可以提供相应的限幅器551、552，如果所生成的信号是模拟的，特别是例如由模拟本地振荡器提供的正弦信号时，可以使用该限幅器。由于用于合并器540的输入信号在任何情况下必须是数字的，因此此限幅器551、552优选位于信号合并器540之前。

然而，限幅器551、552也可用于改进所使用的放大器304和/或信号合并器540的操作。第一和第二分支531、532合并的信号构成了发射用的期望射频调制的载波信号，其具有可变的占空比，并且通过放大器304对其进行功率放大。优选的功率放大器设置取决于具体应用。例如，在与本申请相同的发明人的US 2004/0251962(其涉及“Power Control for Switching Mode Power Amplifier”(并且在此通过参考引入于此))中，提供了可能的具有功率控制的SMPA的配置，并且其可以随同本发明的调制器一起使用。

然而，例如，上述的E类功率放大器的关键之处在于信号具有可变占空比。这里，需要注意的是，还可以在第一分支531以及第二分支532中具有相应的功率放大器，替代放大器304的位置或附加于放大器304而位于信号合并器540之前。在前述文档2004年8月的IEEE Journal of solid-state circuits vol.39no.8的“CMOSWireless Phase-shifted Transmitter”中，还公开了一种可能的实现，用于可应用的功率放大器，并用于实现信号合并器以及带通滤波器电路。当第一分支531和第二分支532中的信号是数字信号并且相应的功率放大器位于第一分支531和第二分支532的信号合并之前时，则通过相应放大器的信号具有恒定的占空比。因此，可以使用具有高增益的E类功率放大器并且其可以在没有严格的脉冲控制的情况下以开关模式来驱动。

出于完整性考虑，需要注意的是，对于脉宽调制的载波信号的功率控制，根据应用，还可能使用现存的可变增益放大器和线性功率放大器。进一步而言，可以使用若干种方法来控制调制的输出功率，包括调节I信号和Q信号，结合脉宽调制来调节脉冲位置，或者结合脉冲位置调制来调节脉宽，使用(慢速)DC/DC转换器以及在功率放大器之后使用可调衰减器来调节功率放大器开关的供应电压。

现在，将更详细地描述根据本发明的调制器301中的低频部分400的第一控制单元420a。因此，参考图3B。因此，在411处的相位信息相关信号和在412处的振幅信息相关信号输入到转换器410所提供的第一控制单元420a。通过预失真电路424a对振幅信息相关信号进行预失真。相应的预失真振幅信息信号在422处被用作第二相位控制信号。此外，在422处的预失真振幅信息信号或第二相位控制信号分别由补偿电路426a进行修改，然后通过信号合并器428与411处的相位信息相关信号合并，其中该信号合并器428在421处提供第一相位控制信号作为输出。如果低频部分400实现为数字电路，则合并器可以是如上所述的，例如算术加法电路。

结果，变得清楚的是，通过本发明中用于生成调制的载波信号作为带通脉宽调制的信号的调制器，所需的相位调制(PM)和振幅调制(AM)处理以串行方式分开执行，其中在高频部分500的第一部分中，所生成的载波信号在相应的相位调制部分PM中进行相位调制，然后针对所得BP-PWM载波信号，在振幅调制部分AM中，仅通过第二分支532中的脉冲位置调制来执行“单边”脉宽调制。最后，通过合并来自于第一分支531和第二分支532的信号，形成了期望的脉宽调制的信号。

本发明的重要特征是通过于下列事实避免了不希望的相位调制：即通过根据第二控制信号(即振幅信息信号)在第二分支532中仅对载波信号进行调制而仅调制了脉冲的一个边沿。亦即，所得信号中脉冲中点的移位将出现在合并装置540之后。根据本发明，通过将“原始”相位调制的脉冲移位瞬间脉冲宽度的一半而分别对此类不希望的相移或相位调制进行完全补偿。因此，在合并器540之后的所得脉宽调制的信号的中点不再根据振幅调制而发生漂移。

现在参考图4A，其示出了根据本发明的串行BP-PWM的第二实施方式。可以注意的是，仅必须对第二实施方式与第一实施方式之间的差异进行详细描述。进一步而言，相似的组件被指定有相同的参考标记。再一次地，根据第二实施方式的调制器302包括低频部分400和高频部分500，其向相应的放大器304和带通滤波器306提供期望的带通脉宽调制的信号，在带通滤波器306的输出处提供了期望的射频带通脉宽调制的信号RFout。

第一和第二实施方式之间的主要区别在于，在高频部分500的振幅调制部分AM中，在第一分支531中附加地提供第三相位调制器523，其对相位调制的载波信号进行相位调制。第三调制器523由低频部分400中的第二控制单元420b所提供的第三相位控制信号来控制。需要注意的是，在第二实施方式中，第一控制单元420a被第二控制单元420b所替代，第二控制单元420b将参考图4B在下面进行更详细的描述。

再一次地，作为输入信号，第二控制单元420b具有上述转换器410所提供的在411处的相位信息信号和在412处的振幅信息信号。第二控制单元420b被设置为从相位信息信号中生成421处的第一相位控制信号。优选地，421处的第一相位控制信号对应于411处的相位信息信号的实际值。此外，第二控制单元420b被设置为从由相应预失真电路424b预失真过的412处的振幅信息信号中生成422处的第二相位控制信号。优选地，422处的第二相位控制信号对应于412处经过预失真的振幅信息信号的实际值。此外，第二控制单元420b被设置为从经过补偿电路426b施加的第二补偿因子修改的经过预失真的振幅信息信号的实际值中生成423处的第三相位控制信号。优选地，422处的第二相位控制信号对应于预失真振幅信息信号的实际值，而423处的第三相位控制信号对应于具有相反符号的预失真振幅信息信号的实际值，即预失真振幅信息信号乘以-1。

结果，根据本发明第二实施方式，在振幅调制部分AM中，通过“双边”脉宽调制来执行对载波信号脉冲的脉宽调制。基本上，PWM处理是通过相应的脉冲位置调制(PPM)在振幅调制部分AM的第一和第二分支531、532中实现的。对于用于所需振幅调制的双边脉宽调制，在振幅调制部分AM中需要第三相位调制器523。然而，有利的是，振幅调制部分AM现在是对称的。换言之，第一分支531和第二分支532中的两个PPM处理允许两个有效的振幅调制控制：一个用于控制前沿，处于振幅调制部分AM的第二分支532中，另一个用于控制后沿，处于振幅调制部分AM的第一分支531中。因此，边沿移位到相反方向从而产生对称的双边调制。结果，双边对称地调制，并且振幅调制所引起的相位起伏不再存在，并且不需要进行相位校正。

最后仍然重要的是，如上所述，由于根据本发明的BP-PWM调制器的串行结构，在PM和AM处理之间需要时间补偿装置。这可以通过将相应的延迟块431和432分别实现到相应的AM处理相位控制信号线路422和423而很容易地分别作用于本发明的第一实施方式(图3A)和第二实施方式(图4A)。

根据本发明的BP-PWM提供相对于现有技术解决方案的若干有利效果。由于分别地执行相位调制和振幅调制处理，所以相位调制器再也不必一致。此外，第一相位调制装置521可以例如使用IQ调制器来单独地实现，或者包含在频率发生器510中，即仅示例而言，需要FM合成器。

进一步地，由于振幅相关控制是连续并且有界限的从而0≤α*(t)≤π，所以第一实施方式(图3A)中的第二相位调制器522可以被移相器来替代，例如无源延迟线类型的相位调制器。

如果使用根据第二实施方式(图4A)的双边脉宽调制，则控制范围将是0≤α*(t)≤π/2。第二实施方式图4A中的第二相位调制器522和第三相位调制器523可以被移相器来替代。在2004年8月的IEEEJournal of solid-state circuits vol.39no.8的“CMOS WirelessPhase-shifted Transmitter”中，也公开了针对可应用移相器的解决方案。

作为相对于现有技术解决方案的进一步有益效果，频率发生装置510所生成的最大所需本地频率可以等于或低于所生成的调制的载频信号的期望的中心频率。还可能直接对除了第一脉宽调制的谐波以外进行调制，这在同一发明人的US 6,993,087中进行了详细解释，其在此通过参考引入于此。

由此，通过本发明的调制器，也可能使用调制器输出的更高谐波。由于通过分别在控制单元420a或420b的预失真部分中将预失真振幅除以n，第n次谐波的振幅正比于sin(n·Φ)(其中φ表示涉及第一谐波的参数)，所以较少失真的振幅可被设置用于第n次谐波。而且，类似地，通过非线性设备的正弦信号的第n次谐波的角度表现出相似的扩展，即，其将乘以n。通过将涉及输入IQ信号的角度除以n，可能将校正相位调制设置为用于第n次谐波。

因此，可能在较低频率使用调制器，其他也是可行的。通过允许较低时钟频率，对于全数字调制器而言益处尤其地大。此外，子谐波的使用可用于有利地避免将发射信号与本地振荡器混合。此外，由于可以利用高阻抗来终止不希望的谐波从而获得良好的功率效率，所以放大器304仍然保持良好的效率。也可以对其他谐波进行滤波，从而符合杂散发射的要求。当使用第n次谐波时，其中n≥3，应当对强烈的第一谐波进行滤波，从而产生可接受的调制的输出信号。

相比于使用现有技术中Δ∑调制器的RF脉宽调制器，不需要额外的Δ∑调制器。因此，信号频带之外的Δ∑型量化噪声“肩部”根本不存在，并且不需要比所需射频高出数倍的本地频率时钟。

根据本发明的带通脉宽调制器的串行结构提供针对实际实现的很多可能实施方式。例如，本发明提供的调制器结构可以有利地用于移动通信终端，其中高的功率效率是强制的以实现长的电池寿命。

最后，仍然很重要的是，已经为用于发射可变包络信号的高效无线发射器提供了一种用于生成带通脉宽调制的载波信号的调制器和方法。通常，BP-PWM的新结构包括对所需相位和振幅调制处理的串行和单独执行，它们可以以任意顺序来提供，即振幅调制处理在相位调制处理之后，或者反之亦然。已经公开了利用单边脉宽调制的第一解决方案，其中通过在振幅调制处理中将原始相位调制的信号适当地移位瞬间脉宽的一半，而对由于振幅调制处理引起的不希望的相移进行完全补偿。此外，已经公开了利用双边脉宽调制的第二解决方案，其中通过对前沿和后沿进行控制从而所得信号的边沿移位到相反方向而完全避免了振幅调制处理所引起的不希望相位起伏，并且不再需要任何相位校正。

尽管已经示出和描述并指出了应用于本发明优选实施方式的基本特征，但需要理解的是，本领域技术人员可以在所述设备及方法的形式上和细节方面做出各种省略、替代和改变，而不背离本发明。例如，特别期望的是，以基本相同的方式来执行基本相同功能从而实现相同结果的那些元素和/或方法步骤的所有组合处于本发明的范围之内。此外，需要意识到的是，结合任何公开形式或本发明实施方式来示出和/或描述的结构和/或元素和/或方法步骤可以合并在任何其他公开或描述或建议的形式或实施方式中，作为设计选择的通常内容。因此，意在仅如所附权利要求书所指示的来限制。

Claims (33)

1.一种调制器，用于从具有时变包络的输入信号中生成调制的载波信号，所述调制器包括：

控制装置，被设置用于从所述输入信号中生成涉及所述输入信号相位和振幅信息内容的相应控制信号；

发生器装置，用于向第一相位调制装置提供载波信号以对所述载波信号进行相位调制，所述第一相位调制装置由来自于所述控制装置的第一相位控制信号来控制，并且用于将所述相位调制的载波信号输入到第一和第二分支中；

所述第二分支中的第二相位调制装置，用于对所述相位调制的载波信号进行相位调制，所述第二相位调制装置由来自于所述控制装置的第二相位控制信号来控制；以及

信号合并器装置，被设置用于合并来自于所述第一分支的所述相位调制的载波信号以及来自于所述第二分支的所述相位调制的载波信号。

2.根据权利要求1所述的调制器，其中，所述输入信号包括两个正交信号，并且所述控制装置进一步包括转换器装置，用于从所述输入信号中导出振幅相关信息信号和相位相关信息信号。

3.根据权利要求2所述的调制器，其中，所述相应的振幅和相位相关信息信号输入到第一控制装置中，该第一控制装置包括预失真装置，适用于对所述振幅相关信息信号进行预失真。

4.根据权利要求3所述的调制器，其中，所述控制装置被设置用于从所述相位相关信息信号与经过第一补偿因子修改的所述预失真振幅相关信息信号的结合中生成所述第一相位控制信号，并从所述预失真振幅相关信息信号中生成所述第二相位控制信号。

5.根据权利要求4所述的调制器，其中，所述第一相位控制信号对应于降低了所述预失真振幅相关信息信号实际值的一半的实际相位相关信息信号。

6.根据权利要求3所述的调制器，进一步包括所述第一分支中的第三相位调制装置，用于对所述相位调制的载波信号进行相位调制，所述第三相位调制装置由来自于所述控制装置的第三相位控制信号来控制。

7.根据权利要求6所述的调制器，其中，所述第一控制装置被设置为从所述相位相关信息信号中生成所述第一相位控制信号，从所述预失真振幅相关信息信号中生成所述第二相位控制信号，以及从通过第二补偿因子进行修改的所述预失真振幅相关信息信号中生成所述第三相位控制信号。

8.根据权利要求7所述的调制器，其中，所述第二相位控制信号对应于所述预失真振幅相关信息信号的实际值，并且所述第三相位控制信号对应于具有相反符号的所述预失真振幅相关信息信号的实际值。

9.根据权利要求5或8所述的调制器，其中，所述生成的载波信号是正弦信号，并且所述调制器包括模拟电路。

10.根据权利要求9所述的调制器，进一步包括在所述第一和第二分支中处于所述信号合并器装置之前的信号限幅器。

11.根据权利要求10所述的调制器，进一步包括处于所述信号合并器装置之后的放大器装置，用于对所述调制的载波信号进行放大。

12.根据权利要求11所述的调制器，其中，所述相应放大器装置是D类、E类、S类、C类或饱和B类放大器的其中之一。

13.根据权利要求10所述的调制器，进一步包括在所述第一和所述第二分支中处于所述信号合并器装置之前的相应的放大器装置，用于对来自于所述第一分支的所述相应的所述相位调制的载波信号以及所述相位调制的载波信号进行放大。

14.根据权利要求13所述的调制器，其中，所述相应放大器装置是D类、E类、S类、C类或饱和B类放大器的其中之一。

15.根据权利要求5或8所述的调制器，其中，所述载波基本信号是脉冲信号并且所述调制器包括数字电路。

16.根据权利要求15所述的调制器，进一步包括处于所述信号合并器装置之后的放大器装置，用于对所述调制的载波信号进行放大。

17.根据权利要求16所述的调制器，其中，所述相应放大器装置是D类、E类、S类、C类或饱和B类放大器的其中之一。

18.根据权利要求15所述的调制器，进一步包括在所述第一和所述第二分支中处于所述信号合并器装置之前的相应放大器装置，用于对来自于所述第一分支的所述相应的所述相位调制的载波信号和所述相位调制的载波信号进行放大。

19.根据权利要求18所述的调制器，其中，所述相应放大器装置是D类、E类、S类、C类或饱和B类放大器的其中之一。

20.根据权利要求1所述的调制器，其中，具有延迟装置，用于对来自于所述控制装置的相应第二相位控制信号进行延迟。

21.根据权利要求6所述的调制器，其中，具有相应的延迟装置，用于对分别来自于所述控制装置的相应第二相位控制信号和来自于所述控制装置的相应第三相位控制信号进行延迟。

22.根据权利要求1所述的调制器，其中，通过算术操作或逻辑操作来提供所述合并器装置，用于对所述第一分支的相位调制的载波信号和所述第二分支的二次相位调制的载波信号进行合并。

23.根据权利要求22所述的调制器，其中，所述算术操作是减法和加法其中之一。

24.根据权利要求23所述的调制器，其中，所述逻辑操作包括AND、OR和XOR操作或其线性对应操作中的至少一个。

25.根据权利要求1所述的调制器，其中，对调制的输出功率的控制通过相应的下列至少其一来提供：调节输入信号；结合脉宽调制来调节脉冲位置或结合脉冲位置调制来调节脉宽，通过DC/DC转换器来调节功率放大器开关的供应电压，以及，调节在功率放大器之后提供的衰减器。

26.一种方法，用于从具有时变包络的输入信号中生成脉宽调制的载波信号，所述方法包括以下步骤：

生成载波信号；

对应于第一控制信号通过对所述载波信号进行相位调制来生成第一调制的载波信号；怎么隐藏

对应于第二控制信号通过对所述第一调制的载波信号进行相位调制来生成第二调制的载波信号；以及，

将所述第一调制的载波信号与所述第二调制的载波信号合并为所述脉宽调制的载波信号。

27.根据权利要求26所述的方法，其中，所述第一相位控制信号对应于降低了所述输入信号的预失真振幅相关信息实际值的一半的所述输入信号的相位相关信息的实际值，并且所述第二相位控制信号对应于所述输入信号的所述预失真振幅相关信息的实际值。

28.根据权利要求27所述的方法，进一步包括根据生成所述第一调制的载波信号所引起的延迟来延迟所述第二控制信号。

29.一种方法，用于从具有时变包络的输入信号中生成脉宽调制的载波信号，所述方法包括以下步骤：

生成载波信号；

对应于第一控制信号通过对所述载波信号进行相位调制来生成第一调制的载波信号；

对应于第二控制信号通过对所述第一相位调制的载波信号进行相位调制来生成第二调制的载波信号；

对应于第三控制信号通过对所述第一相位调制的载波信号进行相位调制来生成第三调制的载波信号；以及，

将所述第二调制的载波信号与所述第三调制的载波信号合并为所述脉宽调制的载波信号。

30.根据权利要求29所述的方法，其中，所述第一相位控制信号对应于所述输入信号的相位相关信息的实际值，所述第二相位控制信号对应于所述输入信号的预失真振幅相关信息的实际值，以及所述第三相位控制信号对应于具有相反符号的所述预失真振幅相关信息的实际值。

31.根据权利要求29所述的方法，进一步包括：根据生成所述第一调制的载波信号所引起的延迟，分别对来自于所述控制装置的相应第二控制信号和来自于所述控制装置的相应第三控制信号进行延迟。

32.一种移动通信终端，包括发射器，所述发射器具有根据权利要求1至25中任意一项所述的调制器，用于生成射频带通载波信号以进行发射。

33.一种移动通信终端，包括发射器，所述发射器具有数字电路，被设置用于通过使用根据权利要求26至31中任意一项所述的方法来生成射频带通载波信号以进行发射。

Images