JPH08139772A

JPH08139772A - 直接変換受信機

Info

Publication number: JPH08139772A
Application number: JP27644494A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Mimura; 政博三村; Katsuaki Abe; 克明安倍; Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Katsushi Yokosaki; 克司横崎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-11-10
Filing date: 1994-11-10
Publication date: 1996-05-31

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、無線通信の受信機に使用されるＡ
ＧＣ回路を用いた直接変換ＦＳＫ復調機に関し、ＡＧＣ
の追従性を高め、高感度な復調機を得る。【構成】直接変換でＩベースバンド信号１２とＱベー
スバンド信号１３を得、Ｉ、Ｑベースバンド信号より高
い周波数の第２のローカル信号２２を９０度移相した信
号とＩベースバンド信号１２を混合器２４により混合し
た信号をプラス入力、第２のローカル信号とＱベースバ
ンド信号１３を混合した信号をマイナス入力とした、加
減算回路２６により出力信号１７は第２のローカル信号
の周波数を中心周波数、Ｉ、Ｑベースバンド信号の周波
数を周波数偏移としたＦＳＫ信号１７が得られる。受信
強度で振幅が変化する信号１７から受信強度検出手段に
より振幅値を検出した結果をＡＧＣ制御信号３として増
幅率可変増幅器に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主としてデジタル無線
通信の復調部の直接変換受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ；フィリケンシイー・シフト・キーイング）等の
デジタル変調信号の受信機として、直接変換受信機が集
積回路化に適した構成として検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５５−１４７０１号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図９を参照
して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明す
る。

【０００４】図９において、アンテナ１により受信され
たＦＳＫ受信信号は、ミキサ８に供給すると同時に、ミ
キサ９に供給する。局部発振器５から供給されるＦＳＫ
受信信号のキャリアと同一周波数の信号６はミキサ８
と、９０度移相器７を通してミキサ９に供給し、それぞ
れＦＳＫ受信信号と混合した後、ベースバンド信号のみ
を通過する低域通過フィルタ１０、１１を通すことによ
り、お互いに直交位相で、かつＦＳＫ変調信号の周波数
偏移の上下により互いの位相遅延関係が反転する関係に
あるＩ信号１２とＱ信号１３を得る。Ｉ信号１２、Ｑ信
号１３はそれぞれ、振幅制限増幅器９０、９１を通し、
デジタル信号９２、９３を得る。そして、Ｄ型フリップ
フロップ９４のＤ入力端子とクロック入力端子に、デジ
タル信号９２、９３を供給し、Ｄフリップフロップ９４
の出力信号１５を用いて最終的な復調結果を得る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】直接変換受信機は、集
積回路化による小型、軽量化に適した構成である事か
ら、移動体無線の端末等に用いられつつある。固定間通
信と異なり、移動体無線通信においては、送受信機間に
おける伝搬損失は非常に大きく変動する場合が多い。例
えば、見込まれる伝搬損失が最大である場合において、
通信が可能となるように送信局側の出力電力を決定する
と、減衰が少ない受信条件下では受信機に対する過大入
力となり、入力部における増幅器等で入力信号がひずむ
場合がある。

【０００６】そのため、入力信号の大きい場合には増幅
器の増幅率を下げる仕組みが用いられることが多く、一
般にＡＧＣ（オート・ゲイン・コントロール）と呼ばれ
ている。ここで、直接変換受信機にＡＧＣを適用する場
合、入力電界の大きさをベースバンド周波数帯の信号で
検出するためには、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号の振幅
を利用することが一般的である。

【０００７】すなわち、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号を
自乗検波して、低域通過フィルタにより振幅に比例した
電圧成分を取り出す方法が良く用いられている。しかし
このような方法によると、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号
の周波数が低くなると、振幅の検出に遅延が生じてしま
うため、ＡＧＣの追従性が十分ではなくなってしまい、
受信感度に対する劣化要因となる。

【０００８】特に昨今における通信の狭帯域化要求か
ら、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号の周波数を低く設定す
る場合が増えているため、以上に述べた遅延による受信
感度の劣化の問題も大きくなりつつある。

【０００９】本発明は、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号の
周波数が低い場合にも、ＡＧＣにおける振幅検出信号の
信号周波数を高めることにより、入力信号の振幅検出に
おける遅延を少なくすることを目的とするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明の第１の技術的解決手段は、位相が直交した
Ｉ、Ｑベースバンド信号を混合することにより、Ｉ、Ｑ
ベースバンド信号の２倍の周波数の信号を得、その信号
の振幅を受信強度検出手段により検出する事でＡＧＣの
制御信号を得、ＡＧＣを構成するものである。

【００１１】また、第２の技術的解決手段は、Ｉ、Ｑベ
ースバンド信号を、直交した第２局発信号とそれぞれ混
合した信号の差分をとることにより、第２局発信号の周
波数を中心周波数とし、Ｉ、Ｑベースバンド信号の周波
数を周波数偏移とするＦＳＫ変調信号を得、そのＦＳＫ
変調信号の振幅を受信強度検出手段により検出する事で
ＡＧＣの制御信号を得、ＡＧＣを構成するものである。

【００１２】

【作用】Ｉ、Ｑベースバンド信号の振幅値は、受信信号
の強度に比例するため、従来のＡＧＣ回路は、Ｉ、Ｑ信
号の振幅を直接検出する事により、ＡＧＣの制御信号を
得る構成が多い。本発明は上記の構成により、Ｉ、Ｑベ
ースバンド信号よりも高い周波数の信号による、Ｉ、Ｑ
ベースバンド信号の振幅検出を行なえるため、受信信号
強度の検出時間を短縮でき、ＡＧＣの追従性が良くな
る。このことにより、ＡＧＣの追従性の不足に起因する
受信感度特性の劣化を少なくした受信機構成が実現でき
る。

【００１３】また、本発明は、従来の直接変換受信機に
適用することが可能であるため、上記の効果を容易に得
ることが可能である。

【００１４】

【実施例】

（実施例１）以下、図１、図４を参照しながら、本発明
の第１の実施例として、直接変換ＦＳＫ受信機を構成し
た場合について説明する。図１は本発明の第１の実施例
における直接変換受信機の主要部の回路系統図である。

【００１５】図１において、１は受信アンテナ、２は受
信したＦＳＫ信号を制御信号３により決定される増幅率
で増幅する増幅率可変増幅器、４は増幅率可変増幅器２
において振幅を増幅した受信ＦＳＫ変調信号、５は受信
ＦＳＫ変調信号４の搬送波とほぼ等しい周波数のローカ
ル信号６を生成する局部発振器、７はローカル信号６の
位相を９０度移相する９０度移相器、８は受信ＦＳＫ変
調信号４とローカル信号６を混合する第１の混合器、９
は受信ＦＳＫ変調信号４と前記９０度移相器７の出力信
号を混合する第２の混合器、１０、１１は第１、第２の
混合器８、９の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦ
ＳＫ変調成分のみを抽出する低域通過フィルタ、１２、
１３は低域通過フィルタ１０、１１により抽出された
Ｉ、Ｑベースバンド信号、１４はＩ、Ｑベースバンド信
号１２、１３から復調結果１５を得る直交復調器であ
る。１６はＩ、Ｑベースバンド信号１２、１３を混合し
てそれぞれの２倍の周波数の信号１７を得る第３の混合
器、１８は信号１７の振幅からＡＧＣの制御信号１９を
得る受信強度検出手段である。

【００１６】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、受信アンテナ１により受信したＦＳ
Ｋ変調信号は増幅率可変増幅器２により振幅を増幅し、
混合器８、９に供給する。ここで、第１の局部発振器５
から発生したＦＳＫ変調信号の搬送波とほぼ等しい周波
数のローカル信号６を、混合器８でＦＳＫ変調信号４と
ともに混合した後、低域通過フィルタ１０により帯域を
制限することにより、ＦＳＫ変調成分のみが含まれる信
号１２が得られる。この信号１２は一般にＩ信号と呼ば
れる。

【００１７】また、ローカル信号６は、９０度移相器７
により位相を９０度移相した後、同様に混合器９により
ＦＳＫ変調信号４と混合し、低域通過フィルタ１１によ
り帯域を制限することにより、Ｉ信号１２同様のＦＳＫ
変調成分を持つ信号１３が得られる。一般に前記信号１
３は、Ｑ信号と呼ばれている。

【００１８】良く知られているように、前記Ｉ信号１２
とＱ信号１３は、互いに位相が直交し、送信符号の符号
変化により、互いの位相遅延関係が逆転するという性質
を有する。この性質を用いて、直交復調器１４は、Ｉ信
号１２とＱ信号１３の位相関係から復調結果１５を得
る。直交復調器１４は、例えば図９の従来例において説
明したように、Ｄフリップフロップを用いることにより
実現できる。

【００１９】ここで、本実施例のＡＧＣ構成について、
復調器各部における信号を表した図２を用いて説明す
る。図４(a)は送信信号の符号、図４(b)、(c)はそれぞ
れ前記Ｉ信号１２と前記Ｑ信号１３を示している。前記
Ｉ信号１２と前記Ｑ信号１３を前記第３の混合器１６に
より混合することにより、図４(d)に示す信号１７が得
られる。この信号１７は、図４(b)に示すＩ信号１２
と、図４(c)に示すＱ信号１３の直交性から前記Ｉ、Ｑ
信号の２倍の周波数となる。

【００２０】また、信号１７の振幅は、前記Ｉ、Ｑ信号
１２、１３の振幅に比例する。そして、前記信号１７の
振幅を、受信強度検出手段１８により検出し、前記ＡＧ
Ｃの制御信号３を得る。この構成により、受信強度検出
手段１８は、Ｉ、Ｑ信号よりも高い周波数の信号１７か
ら受信信号の強度を検出することになるため、従来に行
われていたようなＩ、Ｑ信号から受信信号の強度を検出
する場合に比べ、受信電界強度の変化に対するＡＧＣ制
御信号３の追従性が向上する。

【００２１】なお、本実施例における受信強度検出手段
１８は、全波整流器などで構成できるが、例えば図３に
示すような構成により実現できる。ここで、信号１７が
０を中心値とした信号とする。

【００２２】図３において、１９は入力信号における振
幅値の絶対値を出力する絶対値回路、２０は第３の低域
通過フィルタである。すなわち、図２(d)に示した信号
１７を、絶対値回路１９により図２(e)に示すような信
号に変換し、第３の低域通過フィルタ２０により振幅成
分に比例した直流成分を抽出することにより、信号１７
の振幅に比例した制御信号３が得られる。従って、この
信号３を用いて増幅率可変増幅器２における増幅率を変
更することにより、受信電界強度に追随した増幅率の変
更が可能となり、ＡＧＣが構成できる事になる。

【００２３】（実施例２）以下、図４を参照しながら、
本発明の第２の実施例について説明する。図４は本発明
の第２の実施例におけるＦＳＫ直接変換受信機の主要部
の回路系統図である。

【００２４】図４において、１は受信アンテナ、２は受
信した信号を制御信号３により決定される増幅率で増幅
する増幅率可変増幅器、４は増幅率可変増幅器２におい
て振幅を増幅した受信ＦＳＫ変調信号、５記受信ＦＳＫ
変調信号４の搬送波とほぼ等しい周波数のローカル信号
６を生成する局部発振器、７はローカル信号６の位相を
９０度移相する９０度移相器、８は受信ＦＳＫ変調信号
４とローカル信号６を混合する第１の混合器、９は受信
ＦＳＫ変調信号４と９０度移相器７の出力信号を混合す
る第２の混合器、１０、１１は第１、第２の混合器８、
９の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦＳＫ変調成
分のみを抽出する低域通過フィルタ、１２、１３は低域
通過フィルタにより抽出されたＩ、Ｑベースバンド信
号、１４はＩ、Ｑベースバンド信号１２、１３から、復
調結果１５を得る直交復調器、１８は、信号１７の振幅
からＡＧＣの制御信号１９を得る受信強度検出手段であ
り、以上の構成は図１と同様である。

【００２５】図４において図１と異なる点は、図１にお
ける第３の混合器１６の代わりに、Ｉ、Ｑベースバンド
信号１２、１３よりも高い周波数の第２のローカル信号
２２を発生する第２の局部発信器２１と、第２のローカ
ル信号２２の位相を９０度移相する第２の９０度移相器
２３と、第２の９０度移相器２３の出力信号とＩベース
バンド信号１２を混合する第４の混合器２４と、第２の
ローカル信号２２とＱベースバンド信号１３を混合する
第５の混合器２５と、第４の混合器２４の出力信号を＋
入力、第５の混合器２５の出力信号を−入力とし、受信
強度検出手段１８の入力信号１７を得る加減算回路２６
を新たに設けた点である。

【００２６】図４に示した第２の実施例における復調動
作の概略は、図１の構成と同様であるため、以下、図４
を用いて相違点について説明する。

【００２７】実施例１ではＩ、Ｑベースバンド信号１
２、１３の２倍の周波数の信号を、受信強度検出手段の
入力信号１７とした。図２の構成では、前記Ｉ、Ｑベー
スバンド信号よりも高い周波数の第２のローカル信号２
２を発生する第２の局部発振器２１を設け、Ｉベースバ
ンド信号１２と第２のローカル信号２２を９０度移相し
た信号を混合した信号と、Ｑベースバンド信号１３と第
２のローカル信号２２を混合した信号の差分をとること
により、信号１７を得る。この構成によると、信号１７
は、第２ローカル信号の周波数を中心周波数とし、Ｉ、
Ｑベースバンド信号１２、１３の周波数を周波数偏移と
するＦＳＫ変調信号となる。

【００２８】このＦＳＫ変調信号は振幅が一定値である
ため、受信強度検出手段１８により、実施例１と同様の
動作で受信強度の検出が可能である。この構成によれ
ば、第２ローカル信号の周波数は、Ｉ、Ｑ信号の周波数
と独立に設定する事ができるため、信号１７を必要な周
波数に変換する事ができる。

【００２９】従って、ＡＧＣの追従性を高める必要があ
る場合には、信号１７の周波数を高く設定する事によ
り、容易に必要とされる追従性が得られる。また、従来
のＩ、Ｑベースバンド信号１２、１３を用いて信号１７
とする方法よりも追従性を高める事ができることは自明
である。

【００３０】本実施例の構成によるＡＧＣの追従性向上
は、直接受信感度の向上につながるため、高感度なＦＳ
Ｋ変調信号の受信が可能になる。

【００３１】（実施例３）以下、図５を参照しながら、
本発明の第３の実施例について説明する。図５は本発明
の第３の実施例におけるＦＳＫ直接変換受信機の主要部
の回路系統図である。

【００３２】図５において、１は受信アンテナ、２は受
信した信号を制御信号３により決定される増幅率で増幅
する増幅率可変増幅器、４は増幅率可変増幅器２におい
て振幅を増幅した受信ＦＳＫ変調信号、５は受信ＦＳＫ
変調信号４の搬送波とほぼ等しい周波数のローカル信号
６を生成する局部発振器、７はローカル信号６の位相を
９０度移相する９０度移相器、８は受信ＦＳＫ変調信号
４とローカル信号６を混合する第１の混合器、９は受信
ＦＳＫ変調信号４と９０度移相器７の出力信号を混合す
る第２の混合器、１０、１１は第１、第２の混合器８、
９の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦＳＫ変調成
分のみを抽出する低域通過フィルタ、１２、１３は低域
通過フィルタにより抽出されたＩ、Ｑベースバンド信
号、２１はローカル信号２２を発生する第２の局部発振
器、２３は第２のローカル信号２２の位相を９０度移相
する第２の９０度移相器、２４は第２の９０度移相器２
３の出力信号とＩベースバンド信号１２を混合する第４
の混合器、２５は第２のローカル信号２２とＱベースバ
ンド信号１３を混合する第５の混合器、２６は第４の混
合器２４の出力信号を＋入力、第５の混合器２５の出力
信号を−入力とし、受信強度検出手段１８の入力信号１
７を得る加減算回路であり、以上の構成は図４と同様で
ある。

【００３３】図５において図４の構成と異なる点は、
Ｉ、Ｑベースバンド信号１２、１３から、復調結果１５
を得る直交復調器１４の代わりに、信号１７のパルスカ
ウントによる周波数/電圧変換を行なうパルスカウント
手段３０を設けた点である。

【００３４】図５に示した第３の実施例における復調動
作の概略は、図４の構成と同様であるため、以下、図５
を用いて相違点について説明する。

【００３５】信号１７は、実施例２において説明したよ
うに、第２ローカル信号２２の周波数を中心周波数とし
て、Ｉ、Ｑベースバンド信号１２、１３の周波数を周波
数偏移とするＦＳＫ信号となる。

【００３６】また、その周波数の変化は変調信号の周波
数変化と対応している。従って、信号１７に対してパル
スカウント手段３０により周波数/電圧変換を行う事に
より、変調信号の変化を検出でき復調結果１５を得られ
る。

【００３７】パルスカウント手段３０は、例えば図６に
示す構成で実現できる。図６において、６０は入力信号
を２値信号６１に変換する振幅制限増幅器、６２は信号
６１における符号変化点を検出し、短いパルス状の信号
６３を発生するエッジ検出手段、６４は信号６３を一定
幅のパルス信号６５に整形するパルス整形手段、６６は
低域通過フィルタである。

【００３８】即ち、パルスカウント手段３０に入力した
ＦＳＫ信号である信号１７は、振幅制限増幅器６０によ
り２値信号６１に変換され、エッジ検出手段６２に供給
される。エッジ検出手段６２は信号６１の符合変化点に
おいて短いパルス状の信号６３を発生し、パルス整形手
段６４に供給する。パルス整形手段６４は、信号６３を
一定幅のパルスに整形する事により、ＦＳＫによる粗密
がある一定幅のパルス信号６５を得る事ができる。

【００３９】ここで、パルス整形手段６４はワンショッ
トトリガ回路などで容易に実現できる。そして、パルス
信号６５におけるパルス列の粗密を低域通過フィルタ６
６により電圧値に変換する事により、求めていたパルス
カウント動作を実現できる。

【００４０】ここで、図７、図８を参照しながら、パル
スカウント手段３０の構成に用いているエッジ検出手段
６２の具体的な回路についてさらに説明する。

【００４１】図７は、エッジ検出手段６２の第１の構成
例である。図７において、７０は排他的論理和演算回
路、７１は抵抗素子、７２は容量素子である。排他的論
理和演算回路７０は２つの入力端子のうち、一方にエッ
ジ検出手段６２の入力信号を供給し、他方は容量素子７
２を通して接地する。排他的論理和演算回路７０の入力
端子間に抵抗素子７１を設け、容量素子７２と信号遅延
回路を構成する。

【００４２】この構成により、エッジ検出手段６２の入
力信号に符号変化が生じた場合、排他的論理和演算回路
７０の抵抗素子７１と容量素子７２を設けた入力端子に
は、遅延された信号が供給され、他方の入力端子には符
号変化が遅滞なく生じる。従って、遅延した時間は、排
他的論理和演算回路７０の２つの入力端子に符号の差異
が生じ、エッジ検出信号としての信号が発生する。

【００４３】図８は、エッジ検出手段６２の第２の構成
例である。図８において、８０は排他的論理和演算回
路、８１は偶数個の信号反転回路である。図８の構成例
では、図７に示したエッジ検出手段の第１の構成例にお
いて抵抗素子７１と容量素子７２を用いて構成した遅延
回路を、偶数個の信号反転回路により置き換えたもので
あり、動作は図７の構成例と同様である。ただし、容量
素子を集積回路により構成することは困難である場合が
多いため、図８の構成によるエッジ検出手段を用いるこ
とにより集積回路化が容易になる。

【００４４】なお、これらの実施例では直接変換ＦＳＫ
復調機を構成した場合についての説明を行ったが、ＰＳ
Ｋ等の位相変調方式における受信機として、本実施例の
ＡＧＣ回路を用いた直接変換受信機を適用しても同様の
効果が得られる事は自明である。

【００４５】また、これらの実施例において、低域通過
フィルタ１０、１１以降の信号をアナログ/デジタル変
換器により数値化し、計算アルゴリズムとして本発明の
構成を用いる事でも同様の効果が得られる。

【００４６】

【発明の効果】以上に述べたように、本発明によれば、
ＡＧＣ回路を用いた直接変換受信機の構成として、従来
のＡＧＣよりも受信強度に対する追従性を高めることが
できるため、急速な電界変動時にも従来よりも安定した
ＡＧＣが可能となり、高感度の受信が可能となる。同時
に、構成要素が比較的簡易な回路素子によって実現でき
るため、集積化が容易であり、ＩＣ化による受信機の小
型化および低価格に対応できるため、その工業的な効果
は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部を示す回路系統図

【図２】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部の波形図

【図３】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部である受信強度検出手
段の回路系統図

【図４】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部を示す回路系統図

【図５】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部を示す回路系統図

【図６】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部であるパルスカウント
手段の回路系統図

【図７】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部であるエッジ検出手段
の回路系統図

【図８】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を
適用した直接変換受信機の主要部であるエッジ検出手段
の回路系統図

【図９】従来のＦＳＫ復調器を適用した直接変換受信機
の主要部を示す回路系統図

【符号の説明】

１受信アンテナ２増幅率可変増幅器３制御信号４受信ＦＳＫ信号５局部発振器６ローカル信号７９０度移相器８、９第１、第２の混合器１０、１１低域通過フィルタ１２Ｉベースバンド信号１３Ｑベースバンド信号１４直交復調器１５復調信号１８受信強度検出手段２１第２の局部発振器２２第２のローカル信号２３第２の９０度移相器２４、２５第４、第５の混合器２６加減算回路３０パルスカウント手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者横崎克司神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御端子に加えられる信号により増幅率
を可変し、受信信号を増幅する増幅率可変増幅器と、前
記受信信号の搬送波周波数とほぼ等しい周波数の第１の
ローカル信号を発生する第１の局部発振器と、前記第１
のローカル信号から、前記第１のローカル信号と同一周
波数で、位相が９０度移相した信号を発生する第１の９
０度移相器と、前記第１のローカル信号と前記増幅率可
変増幅器の出力信号を混合する第１の混合器と、前記第
１のローカル信号を前記第１の９０度移相器により移相
した信号と前記増幅率可変増幅器の出力信号を混合する
第２の混合器と、前記第１の混合器からの信号における
高周波成分を除去して変調信号成分を抽出し、Ｉベース
バンド信号を得る第１の低域通過フィルタと、前記第２
の混合器からの信号からＱベースバンド信号を抽出する
第２の低域通過フィルタと、前記Ｉ、Ｑベースバンド信
号から復調結果を得る第１の直交復調器と、前記Ｉベー
スバンド信号と前記Ｑベースバンド信号を混合する第３
の混合器と、前記第３の混合器の出力信号からその振幅
値を検出し、前記増幅率可変増幅器の制御信号として供
給する受信強度検出手段とを具備した直接変換受信機。
【請求項２】請求項１記載の第３の混合器の代わり
に、ベースバンド周波数帯の信号を発生する第２の局部
発信器と、第２のローカル信号から、前記第２のローカ
ル信号と同一周波数で、位相が９０度移相した信号を発
生する第２の９０度移相器と、前記第２のローカル信号
を前記第２の９０度移相器により移相した信号とＩベー
スバンド信号とを混合する第４の混合器と、前記第２の
ローカル信号とＱベースバンド信号とを混合する第５の
混合器と、前記第４と第５の混合器の出力信号の差分を
出力し、受信強度検出手段に振幅値を検出させる加減算
回路とを設けた請求項１記載の直接変換受信機。
【請求項３】請求項１記載の第３の混合器の代わり
に、ベースバンド周波数帯の信号を発生する第２の局部
発信器と、第２のローカル信号から、前記第２のローカ
ル信号と同一周波数で、位相が９０度移相した信号を発
生する第２の９０度移相器と、前記第２のローカル信号
を前記第２の９０度移相器により移相した信号とＩベー
スバンド信号とを混合する第４の混合器と、前記第２の
ローカル信号とＱベースバンド信号とを混合する第５の
混合器と、前記第４と第５の混合器の出力信号の差分を
出力し、受信強度検出手段に振幅値を検出させる加減算
回路とを設けるとともに、請求項１記載の直交復調器の
代わりに、前記加減算回路の出力信号における周波数の
高低を検出し復調結果とするパルスカウント手段を設け
た請求項１記載の直接変換受信機。
【請求項４】パルスカウント手段として、前記パルス
カウント手段の入力信号を２値化する振幅制限増幅器
と、振幅制限増幅器の出力信号におけるエッジを検出す
るエッジ検出手段と、前記エッジ検出手段からの信号を
一定幅のパルスに変換するパルス発生手段と、前記パル
ス発生手段の出力パルス信号の間隔により出力電圧が変
化する低域通過フィルタを有し、前記低域通過フィルタ
の出力信号をもって、前記パルスカウント手段の入力信
号におけるパルスカウント結果を得る請求項３記載の直
接変換受信機。
【請求項５】直交復調器として、Ｉベースバンド信号
をデータ入力端子に、Ｑベースバンド信号をクロック入
力端子に供給したＤ型フリップフロップを用い、出力信
号を復調信号出力とする請求項１、請求項２いずれかに
記載の直接変換受信機。
【請求項６】エッジ検出手段として、第１の排他的論
理和演算回路を有し、前記エッジ検出手段の入力信号
を、前記第１の排他的論理和演算回路の２つの入力端子
のうち、一方の入力に供給し、他方の入力端子は容量素
子を通して接地し、前記第１の排他的論理和演算回路の
２つの入力端子間に、抵抗素子を設けることにより、前
記第１の排他的論理和演算回路の入力信号の一方の信号
に遅延をもたせ、前記エッジ検出手段の入力信号におい
て、符号変化が生じた場合に、短いパルス状の出力信号
を得る請求項５記載の直接変換受信機。
【請求項７】エッジ検出手段として、第２の排他的論
理和演算回路を有し、前記エッジ検出手段の入力信号
を、前記第２の排他的論理和演算回路の２つの入力端子
のうち、一方の入力に供給し、前記第２の排他的論理和
演算回路の２つの入力端子間に、偶数個の符号反転回路
を設けることにより、前記第２の排他的論理和演算回路
の入力信号の一方の信号に遅延をもたせ、前記エッジ検
出手段の入力信号において、符号変化が生じた場合に、
短いパルス状の出力信号を得る請求項５記載の直接変換
受信機。