KR20010111051A - 직접 변환 수신기 및 송수신기 - Google Patents

직접 변환 수신기 및 송수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR20010111051A
KR20010111051A KR1020010032095A KR20010032095A KR20010111051A KR 20010111051 A KR20010111051 A KR 20010111051A KR 1020010032095 A KR1020010032095 A KR 1020010032095A KR 20010032095 A KR20010032095 A KR 20010032095A KR 20010111051 A KR20010111051 A KR 20010111051A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
local
frequency
reception
transmission
Prior art date
Application number
KR1020010032095A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100404772B1 (ko
Inventor
이찌하라마사끼
Original Assignee
가네꼬 히사시
닛뽕덴끼 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가네꼬 히사시, 닛뽕덴끼 가부시끼가이샤 filed Critical 가네꼬 히사시
Publication of KR20010111051A publication Critical patent/KR20010111051A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100404772B1 publication Critical patent/KR100404772B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
    • H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
    • H03D9/0608—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

수신측의 직교 복조기에서 사용되는 수신 신호 및 국부 신호 사이의 간섭으로 인해 발생하는 문제들을 완화시키는 직접 변환 방식의 수신기. 송신 신호의 캐리어 주파수를 ft라 하고, 수신 신호의 캐리어 주파수를 fr이라 하고, 송신 및 수신 신호들의 캐리어 주파수들 사이의 주파수 간격을 fs(= fr- ft) 라 하면, 제 1 및 제 2 국부 발진기들은 각각 fLO1≒ ft- fs, fLO2≒ 2 ·fs인 주파수들을 갖는 제 1 및 제 2 국부 신호들 fLO1, fLO2를 발생시킨다. 혼합기는 제 1 및 제 2 국부 신호들을 혼합하여 합 주파수 성분인 내부 국부 신호를 발생시킨다. 내부 국부 신호는 수신측의 직교 복조기로 제공된다. 혼합기 및 대역 통과 필터는 직교 복조기가 형성된 동일한 LSI 칩 내에 형성된다.

Description

직접 변환 수신기 및 송수신기{DIRECT CONVERSION RECEIVER AND TRANSCEIVER}
본 발명은 직접 변환 수신기에 관한 것으로, 좀더 구체적으로 송신 주파수 및 수신 주파수가 서로 다르고 송신 및 수신이 동시에 수행되는 통신 시스템에서 사용하기에 적합한 직접 변환 수신기, 및 그 타입의 직접 변환 수신기를 포함하는 송수신기(즉, 송신기-수신기)에 관한 것이다.
최근에, W-CDMA(Wide Band Code Division Multiple Access) 시스템 등의 통신 시스템에서 사용하기 위한 것으로 안테나에 의해 수신된 고주파 신호를 베이스밴드 신호로 직접 변환시키는 직접 변환 수신기가 주목받고 있다.
이하, W-CDMA 시스템에서 사용되는 경우를 예로 하여 직접 변환 수신기를 설명한다. 단, 직접 변환 수신기를 설명하기 전에, W-CDMA 시스템에 관해 설명할 것이다.
W-CDMA 시스템에서, 송신 및 수신은 동시에 수행되고, 송신 주파수 및 수신 주파수는 서로 다르다. 송신 및 수신 캐리어 주파수들 사이의 차이를 캐리어 주파수 간격이라 한다. 현재의 W-CDMA 시스템의 규격에 따르면, W-CDMA 단말 장치, 즉 송수신기는 다음의 주파수 구성을 갖는다.
수신 캐리어 주파수 fr: 2,110 MHz 내지 2,170 MHz,
송신 캐리어 주파수 ft: 1,920 MHz 내지 1,980 MHz,
캐리어 주파수 간격 fs(= fr- ft) : 190 MHz.
먼저, W-CDMA 시스템에서 단말 장치로서 사용되는 무선기(즉, 송수신기)의 종래의 구성예를 설명한다. 도 1은 수신기의 구성으로서 단일 슈퍼-헤테로다인 방식을 채용한 종래 구성의 일례를 나타낸다.
도 1에 도시된 송수신기에서, 송신 신호 및 수신 신호를 분리하는 듀플렉서(16)가 안테나(1)에 접속되어 있다. 수신 신호용 듀플렉서(16)의 출력에 저잡음 증폭기(LNA; 2), 이미지 주파수 신호 제거용 대역통과 필터(5), 혼합기(4), 중간 주파수(IF)용 대역통과 필터(5) 및 가변이득 증폭기(VGA; 6)가 이 순서로 직렬 접속되고, 가변이득 증폭기(6)의 출력이 직교 복조기(7)에 제공된다. 송수신기는 제 1 국부 신호를 발생하는 제 1 국부 발진기(17) 및 제 2 국부 신호를 발생하는 제 2 국부 발진기(18)를 구비한다. 제 1 국부 신호는 혼합기(4)에 제공된다.
직교 복조기(7)는, 직교 복조기(7)로의 입력 신호를 증폭시키는 증폭기(8), 제 2 국부 신호를 입력으로 수신하고 동위상(I) 성분 및 동위상 성분에 대해 90˚ (즉,/2) 만큼 위상이 달라진 직교 성분(Q)을 발생시키는 위상분리 회로(11), 증폭기(8)의 출력 및 위상분리 회로(11)로부터의 동위상 성분을 승산하는 승산기(9) 및 증폭기(8)의 출력 및 위상분리 회로(11)로부터의 직교 성분을 승산하는 승산기(10)를 구비한다. 여기서,는 원의 직경에 대한 원주의 비율이다. 승산기(9)의 출력은 베이스밴드용 대역통과 필터(12)를 통하여 수신 베이스밴드 I 신호(14)로서 외부로 제공된다. 승산기(10)의 출력은 베이스밴드용 대역통과필터(13)를 통하여 수신 베이스밴드 Q 신호(15)로서 외부로 제공된다.
한편, 송신측에서는, 직교 변조기(26), 중간 주파수용 가변이득 증폭기(25), 중간 주파수용 대역통과 필터(24), 혼합기(23), 이미지 성분 제거용 대역통과 필터(22) 및 전력 증폭기(PA; 21)가 이 순서로 직렬 접속된다. 전력 증폭기(21)의 출력은 듀플렉서(16)의 송신 신호용 단자에 제공된다. 송신 베이스밴드 I 신호(35)는 베이스밴드용 대역통과 필터(33)를 통하여 직교 변조기(26)로 제공되고, 또한 송신 베이스밴드 Q 신호(36)는 베이스밴드용 대역통과 필터(34)를 통하여 직교 변조기(26)로 제공된다. 직교 변조기(26)는, 제 2 국부 발진기(18)로부터의 제 2 국부 신호의 주파수를 2 분할하여 제 3 국부 신호를 생성하는 주파수 분할기(31), 주파수 분할기(31)의 출력을 입력으로 수신하고 동위상 성분(I) 및 동위상 성분에 대해 90˚(즉,/2) 만큼 위상이 달라진 직교 성분(Q)을 발생시키는 위상분리 회로(30), 대역통과 필터(33)의 출력 및 위상분리 회로(30)로부터의 동위상 성분을 승산하는 승산기(29), 대역통과 필터(34)의 출력 및 위상분리 회로(30)로부터의 직교 성분을 승산하는 승산기(28) 및 승산기(28)와 승산기(29)의 출력들을 가산하고 직교 변조기(26)의 출력으로서 가산 결과를 출력하는 가산기(27)를 구비한다. 송신 베이스밴드 I 신호는 제 3 국부 신호와 위상이 동일한 성분의 피크값을 갖고, 송신 베이스밴드 Q 신호는 제 3 국부 신호와 위상이 직교하는 성분의 피크값을 갖는다.
송수신기에서, 수신 신호는 안테나(1)에 의해 수신되고 듀플렉서(16)에서 수신 신호로부터 송신 신호 성분을 제거하여 분리된다. 분리된 수신 신호는 저잡음 증폭기(2) 에서 증폭되고, 이미지 성분 제거용 대역통과 필터(3)로 입력된다. 이미지 성분은 국부 주파수 면에서 수신 신호에 대한 주파수 축 상의 대칭 위치에서의 주파수 성분이다. 이미지 성분은 혼합기(4)에서 신호가 다운(down) 변환될 때 신호와 동일한 주파수 대역으로 누설되지 않도록 대역통과 필터(3)에 의해 충분히 제거되어야 한다. 이미지 성분이 제거된 수신 신호는 제 1 국부 신호와 혼합되고 혼합기(4)에서 다운 변환되어 수신 중간 주파수 신호를 생성한다.
제 1 국부 신호는 상술한 바와 같이 제 1 국부 발진기(17)에 의해 발생되고, 도시된 예에서, 제 1 국부 신호의 주파수(제 1 국부 주파수 fLO1)는 송신 캐리어 주파수 ft보다 송수신 캐리어 주파수 간격 fs(= 190 MHz)에 의해서 대부분 낮아지게 된다. 즉,
제 1 국부 주파수 fLO1(≒ ft- fs) : 1,730 MHz 내지 1,790 MHz
이다. 따라서, 다운 변환된 중간 주파수 신호의 중심 주파수 frm는,
frm= fr- fLO1≒ fr- ft+ fs= fs+ fs= 2 ·fs
이며, 이는 송수신 캐리어 주파수 간격의 두배인 380 MHz 와 거의 동일하다.
중간 주파수 신호는 대역통과 필터(5)에서 대역제한을 받게 되며, 이후 가변이득 증폭기(6)에서 직교 복조에 필요한 수준으로 증폭된다. 증폭된 신호는 직교 복조기(7)에서 제 2 국부 신호에 의해 직교 복조되어 동위상 성분(수신 베이스밴드 I 신호) 및 직교 성분(수신 베이스밴드 Q 신호)로 된 2 개 수신 베이스밴드 신호들의 1 세트를 생성한다.
제 2 국부 신호는 상술한 바와 같이 제 2 국부 발진기(18)에 의해 발생되고, 이 예에서, 제 2 국부 신호의 주파수(제 2 국부 주파수 fLO2) 는 거의 송수신 캐리어 주파수 간격 fs(190 MHz)의 두배이다. 즉,
제 2 국부 주파수 fLO2≒ 2 ·fs= 380 MHz
이며, 이는 중간 주파수 신호의 중심 주파수 frm과 거의 동일하다.
직교 복조기(7)의 내부에서, 위상분리 회로(11)는 제 2 국부 신호를 사용하여 동위상 성분 및 직교 성분을 발생시키고, 동위상 성분 및 직교 성분은 승산기들(9, 10)에서 중간 주파수 신호와 승산되어 각각의 수신 베이스밴드 신호들을 발생시킨다.
수신 베이스밴드 신호들은 대역통과 필터들(12, 13)에서 대역제한을 받게 되고, 각각 수신 베이스밴드 I 신호(14), 수신 베이스밴드 Q 신호(15)로서 다음 스테이지의 신호처리 회로(미도시)로 전달되어 수신 신호의 데이터 디코딩이 수행된다.
수신측의 구성 및 동작에 관해 설명하였지만, 수신측의 주파수 구성은 송신측의 구성과 밀접하게 연관되어 있으므로, 송신측의 동작도 설명한다.
송신측에서, 이전 스테이지의 신호처리 회로(미도시)에서 송신 데이터를 처리하여 생성된 베이스밴드 신호들인 송신 베이스밴드 I 신호(35) 및 송신 베이스밴드 Q 신호(36) 1 세트가 입력되고 송신 베이스밴드용 대역통과 필터들(33, 34)을 통과한다. 대역통과 필터들(33, 34)은 송신 베이스밴드 I 신호(35) 및 송신 베이스밴드 Q 신호(36)의 주파수 대역을 각각 제한한다. 대역이 제한된 송신베이스밴드 신호들은 신호들의 직교 변조가 수행되는 직교 변조기(26)로 입력된다.
직교 변조기(26)는 내부의 분할기(31)에서 제 2 국부 신호(= 380 MHz)의 주파수를 2 분할하여 생성된 제 3 국부 신호를 사용한다. 제 3 국부 신호의 주파수 fLO3는 다음과 같다.
fLO3= fLO2/2 ≒ 2 ·fs/2 = fs(= 190 MHz)
직교 변조기(26)의 내부에서, 위상분리 회로(30)는 제 3 국부 신호를 사용하여 동위상 성분 및 직교 성분을 발생시킨다. 동위상 성분 및 직교 성분은 승산기들(29, 28)에서 송신 베이스밴드 I 신호 및 송신 베이스밴드 Q 신호와 각각 승산되고, 승산된 신호들은 가산기(27)에서 가산되어 송신 중간 주파수 신호를 발생시킨다. 송신 중간 주파수 신호의 중심 주파수 ftm은 fs와 거의 같다. 즉,
ftm≒ fs= 190 MHz
송신 중간 주파수 신호는 가변이득 증폭기(25)에서 필요한 수준으로 증폭되고, 대역통과 필터(24)에서 송신 대역 밖의 불필요한 파들이 송신 중간 주파수로부터 제거된 후 혼합기(23)로 제공된다. 혼합기(23)는 제 1 국부 주파수 및 송신 중간 주파수 신호를 혼합하여 송신 주파수 대역까지 송신 중간 주파수 신호의 업(up) 변환을 수행한다. ft가 송신 캐리어 주파수이고 fs가 송수신 캐리어 주파수 간격일 때, 제 1 국부 주파수 fLO1은 fLO1≒ ft- fs로 설정되고, 제 1 국부 주파수 fLO1이 송신 중간 주파수의 중심 주파수 ftm≒ fs에 가산되어 주파수 변환이 수행되면 정확한 송신 신호가 얻어질 수 있다.
혼합기(23)의 업 변환에 의해 생성된 송신 신호가 대역통과 필터(22)로 제공되어 혼합기(23)에서 우발적으로 발생되는 이미지 주파수 성분과 같은 송신 주파수 대역 밖의 불필요한 파들이 제거된다. 이후, 전력 증폭기(21)에서 대역통과 필터(22)로부터의 송신 신호가 소정의 송신 출력 수준까지 증폭되고, 듀플렉서(16) 및 안테나(1)를 통하여 송신된다.
제 1 국부 주파수 fLO1및 제 2 국부 주파수 fLO2가 상술한 바와 같이 설정되면, 2 개의 국부 발진기들(17, 18)만을 사용하여 송신 및 수신용으로 필요한 모든 국부적인 신호들을 발생시킬 수 있다. 본 명세서는 제 1 국부 주파수 fLO1가 ft- fs와 거의 동일하도록 설정된다의 경우처럼 "거의" 라는 용어 및 "≒" 라는 기호를 사용하는데, 이는, 당업자에게 명확하듯이, 정확하게 fLO1이 ft- fs로 설정될 필요가 없으며, 주파수를 규정된 송신 주파수 대역 또는 수신 주파수 대역으로 조절하기 위해, 엄밀하게는 베이스밴드 신호 자체의 주파수 대역이 고려되어야 하기 때문이다. 따라서, 본 명세서에서는, 본 명세서에 기재된 구성에 따라 변조, 복조 및 주파수 변환이 수행되는 한에서 주파수의 벗어남이 허용된다.
단일 슈퍼-헤테로다인 시스템을 사용하는 종래 구성은 상술한 바와 같다. 종래의 구성도 작동하기에는 충분하지만, 미래에 비용 및 무선기 부품들의 수를 감소시키기 위해 LSI(large scale integration)의 개발을 진행한다면, 다음과 같은 문제들이 발생하게 된다.
1) 수신기에서 혼합기(4)의 입력 전에 이미지 성분을 제거하기 위해서는, 대역통과 필터(3)로서 가파른 이미지 제거 필터를 필요로 한다. 이를 위해, SAW(surface acoustic wave) 필터 또는 유전체 필터와 같은 수동 소자를 사용해야 한다. 따라서, 대역통과 필터(3)가 LSI 칩의 형성용으로 적절하지 않게 된다.
2) 또한, 중간 주파수 스테이지에서 사용되는 대역통과 필터(5)가 채널 선택을 수행하므로, SAW 필터 또는 유전체 필터와 같은 가파른 수동 소자가 대역통과 필터(5)용으로 사용되어야 한다. 따라서, 대역통과 필터(5)가 LSI 칩의 형성용으로 적절하지 않게 된다.
3) 중간 주파수 스테이지에서의 가변이득 증폭기(6)는 고주파 회로이므로, 베이스밴드부와의 일체화를 위해 LSI 칩 내에 가변이득 증폭기(6)를 결합시키기가 어렵다.
상술한 문제를 해결하기 위한 가능한 대처 방법 중 하나는 수신기용 직접 변환을 채용하는 것이다. 도 2를 참조하여 그 예를 설명한다. 도 2는 수신측에 직접 변환을 채용한 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 2에 도시된 송수신기는, 혼합기(4), 중간 주파수용 대역통과 필터(5) 및 중간 주파수용 가변이득 증폭기(6)를 포함하지 않고, 대신에 베이스밴드용 대역통과 필터들(12, 13)의 출력측에 각각 제공된 가변이득 증폭기들(19, 20)을 포함하여, 이미지 주파수 성분 제거용 대역통과 필터(3)를 통과한 수신 신호가 그대로 직교 복조기(7)로 입력된다는 점에서, 도 1에 도시된 송수신기와 다르다. 또한, 제 1 국부 발진기(17)에 의해 발생되는 제 1 국부 주파수 fLO1가 다르고, 직교 복조기(7)의 위상분리 회로(11)로 제 2 국부 신호가 아니라 제 1 국부 신호가 제공된다. 송신측의 구성 및 제 2 국부 발진기(18), 안테나(1), 듀플렉서(16) 및 저잡음 증폭기(2)는 도 1에 도시된 송수신기와 동일하다. 그러나, 송신측에서 제 1 국부 신호의 주파수는 다르다.
구체적으로, 도 2에 도시된 송수신기는, 수신 신호가 완만한 대역통과 필터(3)를 통과한 후에, 직교 복조기(7)에서 즉시 수신 베이스밴드 신호로 변환된다는 점에서 도 1에 도시된 것과 다르다. 여기서, 가파른 이미지 제거 필터는 불필요하다. 수신 베이스밴드 신호를 발생시키기 위하여 직교 복조기(7)는 국부 신호로서 제 1 국부 신호를 사용한다.
도 1 에 도시된 송수신기에서와 유사하게 제 1 국부 신호는 제 1 국부 발진기(17)에서 생성된다. 그러나, 도 2에 도시된 예에서, 제 1 국부 신호의 주파수 fLO1은 수신 캐리어 주파수 fr과 거의 동일하다. 특히,
제 1 국부 주파수 fLO1(≒ fr) : 2,110 MHz 내지 2,170 MHz
이다. 직교 복조기(7)의 내부에서, 제 1 국부 신호는 위상분리 회로(11)에 의해 동위상 성분 및 직교 성분을 발생시키기 위해 사용되고, 동위상 성분 및 직교 성분은 각각 승산기들(9, 10)에서 수신 신호와 승산되어 수신 베이스밴드 신호를 발생시킨다. 따라서, 직교 복조기(7)로부터 출력된 신호들은 내부 국부 신호와 위상이 동일한 수신 신호 성분의 피크값 및 내부 국부 신호와 위상이 직교하는 또 다른 수신 신호 성분의 피크값을 갖는다.
수신 베이스밴드 신호들은 베이스밴드용 대역통과 필터들(12, 13)에서 대역제한되고, 가변이득 증폭기들(19, 20)에서 필요한 수준까지 증폭되고, 수신 베이스밴드 I 신호(14) 및 수신 베이스밴드 Q 신호(15)로서 각각 다음 스테이지의 신호처리 회로(미도시)로 전달되어, 수신 데이타의 디코딩이 신호처리 회로에서 수행될 수 있게 된다.
송신측에서, 구성 자체는 도 1에 도시된 것과 유사하다. 그러나, 제 1 국부 신호의 주파수(제 1 국부 주파수 fLO1)가 수신 캐리어 주파수 fr로 대체되어 있으므로, 혼합기(23)가 다음의 방식으로 작동한다. 구체적으로, 제 1 국부 주파수 fLO1은 fr과 거의 유사하고, 송신 중간 주파수 신호의 중심 주파수 ftm은 송수신 캐리어 주파수 간격 fs과 거의 유사하므로, 혼합기(23)는 그 차이의 주파수를 추출한다. 특히, fLO1- fs≒ fr- fs이지만, 원래 fs가 fs= fr- ft이므로, 이러한 경우에 혼합기(23)에서의 업 변환에 의해 생성된 송신 신호가 정확한 송신 신호가 되는 것은 분명하다.
종래의 직접 변환 수신기의 구성이 상술한 바와 같지만, 다음과 같은 문제들이 있다. 이러한 문제들은 제 1 국부 발진기에서 발생되는 제 1 국부 신호의 주파수가 수신 캐리어 주파수와 거의 동일하다는 것에 기인한다. 따라서, 직접 변환이 포함되는 경우에, 이러한 문제점들이 제거될 수 없다.
4) 제 1 국부 신호가 듀플렉서(16), 안테나(1)를 통하여 방사될 수도 있다. 방사된 제 1 국부 신호는 또 다른 수신기에 악영향을 미친다.
5) 제 1 국부 신호가 수신 신호로 누설될 수도 있다. 이러한 경우에, 직교 복조기(7)로부터 출력된 수신 베이스밴드 신호에서 불안정한 dc 오프셋이 발생하고 가변이득 증폭기의 포화 또는 데이터 디코딩 오류가 유발된다.
6) 통신 상대의 기지국 바로 아래의 위치에서 수신 신호가 가끔 매우 높은 강도를 가져, 강한 수신 신호의 간섭으로 인해 제 1 국부 발진기의 작동이 불안정하게 될 수도 있다.
상술한 바와 같이, 통상의 직접 변환 수신기는 국부 신호의 누설로 인해 장치 외부로 불필요한 파들이 방사되고, 외부로부터의 강한 수신 신호에 의해 국부 발진기가 교란되고, 국부 신호의 수신 신호로의 누설에 의해 직교 복조기의 출력에 dc 오프셋이 발생한다는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 상술한 문제들을 해결할 수 있고 송신 및 수신을 동시에 수행하여, 송신 주파수 및 수신 주파수가 서로 다른 시스템에서 수신기 및 송수신기의 간소화를 달성할 수 있는 직접 변환 수신기 및 송수신기를 제공하는 데 있다.
도 1은 종래의 단일 슈퍼-헤테로다인 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 2는 종래의 직접 변환 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 의한 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 안테나 2 : 저잡음 증폭기
3, 5, 12, 13, 22, 24, 33, 34 : 대역통과 필터
4, 23, 38 : 혼합기 6, 19, 20, 25 : 가변이득 증폭기
7 : 복조기 8 : 증폭기
9, 10, 28, 29 : 승산기 11, 30 : 위상분리 회로
16 : 듀플렉서 17 : 제 1 국부 발진기
18 : 제 2 국부 발진기 21 : 전력 증폭기
26 : 변조기 27 : 가산기
상술한 종래의 직접 변환 수신기의 문제들을 완화시키기 위한 방법으로서, 국부 발진기의 발진 주파수가 수신 캐리어 주파수로부터 벗어나도록 하는 것이 효과적이며, 수신 캐리어 주파수와 거의 동일한 주파수를 갖는 국부 신호를 직교 복조기를 구비하는 LSI 칩 내부에서 발생시켜, LSI 칩 외부로 국부 신호가 출력될 수 없도록 하는 것이 효과적이다. 외부로부터 강한 수신 신호에 의해 영향을 받는국부 발진기가 더 이상 수신기 내부에 포함되지 않고, 수신 캐리어 주파수와 거의 동일한 주파수를 갖는 국부 신호가 통과하는 인쇄 배선 패턴이 더 이상 수신기의 내부에 포함되지 않으므로, 그러한 구성들은 상기 4), 5), 6)에 기재된 신호들 사이의 간섭에서 기인하는 문제들을 완화시킨다.
따라서, 상술한 구성에 기초하여, 본 발명은 직교 복조기를 포함하는 LSI 칩 내부에서 복조용 국부 신호를 발생시킬 수 있는 수단들을 제공한다.
구체적으로, 본 발명에 따르면, 직접 변환에 의한 무선 주파수 신호의 수신을 허용하기 위해서, 직접 변환 수신기는 제 1 국부 주파수 fLO1의 제 1 국부 신호를 발생시키는 제 1 국부 발진기; 제 1 국부 주파수 fLO2의 제 2 국부 신호를 발생시키는 제 2 국부 발진기; 제 1 국부 신호 및 제 2 국부 신호를 혼합하여 내부 국부 신호를 발생시키는 내부 국부 신호 발생기; 및 내부 국부 신호에 기초하여 수신 신호의 직교 복조를 수행하여 베이스밴드 신호를 발생시키는 직교 복조기를 포함한다. 또한, 송신 신호의 캐리어 주파수를 ft, 수신 신호의 캐리어 주파수를 fr이라 하고, 송신 및 수신 신호들의 캐리어 주파수들 사이의 주파수 간격 fs가 fs= ｜fr- ft｜ 로 주어지면, fr＞ ft인 경우에, 제 1 국부 주파수 fLO1는 fLO1≒ ft- fs를 만족시키고, 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키며, 내부 국부 신호의 주파수는 제 1 국부 주파수와 제 2 국부 주파수 사이의 합 주파수가 된다. 한편, fr＜ ft인 경우에, 제 1 국부 주파수 fLO1은 fLO1≒ ft+ fs를 만족시키고, 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키며, 내부 국부 신호의 주파수는 제 1 국부 주파수와 제 2 국부 주파수 사이의 차 주파수가 된다.
상술한 구성을 갖는 본 발명의 수신기에 의하면, 직접 변환 방식의 수신기임에도 불구하고, 수신 캐리어 주파수와 거의 동일한 주파수를 갖는 국부 발진기를 더 이상 포함하지 않으므로, 결과적으로, 국부 신호 및 수신 신호 사이의 간섭으로 인해 발생하는 여러 문제들이 충분히 완화된다. 또한, 수신측의 직교 복조기에서 사용되는 국부 신호가 직교 복조기를 포함하는 LSI 칩 내에서 발생되므로, 국부 신호와 수신 신호 사이의 간섭으로 인해 발생하는 여러 문제들이 더 충분히 완화된다.
본 발명의 상기한 그리고 다른 목적들, 특징들 및 이점들은 본 발명의 바람직한 실시예들의 예들을 나타내는 첨부된 도면에 기초하여 이후의 설명에서 명확해질 것이다.
본 발명의 실시예에 의한 송수신기(즉, 송신기-수신기)를 나타내는 도 3에서, 도 1 및 도 2와 동일한 성분들은 동일 참조 부호로 표시하였고, 중복되는 설명은 생략한다.
도 3에 도시된 송수신기는 도 2에 도시된 종래의 송수신기와 거의 유사한 구성을 가지나, 직교 복조기(7)로 제공되는 국부 신호가 발생된다는 것과 제 1 국부 발진기(17)의 발진 주파수(제 1 국부 주파수)의 점에서 다르다. 즉, 제 1 국부 발진기(17)로부터의 제 1 국부 신호가 직교 복조기(7)의 위상분리 회로(11)로 직접 제공되는 도 2에 도시된 구성 대신에, 도 3에 도시된 송수신기는 제 1 국부 신호를증폭시키기 위한 버퍼(40), 제 2 국부 발진기(18)로부터의 제 2 국부 신호를 증폭시키기 위한 버퍼(39), 버퍼(39)의 출력 및 버퍼(40)의 출력을 혼합하기 위한 혼합기(38) 및 혼합기(38)의 출력측에 제공되어 혼합기(38)의 출력의 주파수 대역을 제한하는 대역통과 필터(37)를 구비한다. 대역통과 필터(37)의 출력은 위상분리 회로(11)로 제공된다. 도 3에 도시된 송수신기는, 송신측의 구성 및 제 2 국부 발진기(18), 안테나(1), 듀플렉서(16), 저잡음 증폭기(2), 대역통과 필터(3), 직교 복조기(7), 베이스밴드용 대역통과 필터들(12, 13), 가변이득 증폭기들(19, 20) 등에 관해서는 도 2에 도시된 것과 완전히 동일하다.
이하, 송수신기의 작동을 설명한다. 여기서, 종래의 송수신기의 설명과 유사하게, 수신 캐리어 주파수 fr은 2,110 MHz 내지 2,107 MHz 이고, 송신 캐리어 주파수 ft는 1,920 MHz 내지 1,980 MHz 이고, 송수신 캐리어 주파수 간격 fs(= fr- ft)는 190 MHz 이다.
도 3에 도시된 송수신기 내의 제 1 국부 발진기(17)에 의해 발생된 제 1 국부 신호의 주파수 fLO1은 도 2에 도시된 직접 변환형의 종래의 송수신기의 주파수와는 다르나, 오히려 도 1에 도시된 슈퍼-헤테로다인형의 송수신기의 주파수와는 유사하다. 즉, 제 1 국부 주파수 fLO1은 ft- fs와 거의 유사하다. 즉,
fLO1(≒ ft- fs) : 1,730 MHz 내지 1,790 MHz
이다. 제 1 국부 주파수 fLO1이 이런 방식으로 설정되고, 제 2 국부 발진기(18)로부터의 제 2 국부 신호의 주파수 fLO2는 380 MHz 로 도 1 및 2 에 도시된 경우들에서와 동일하므로, 도 3에 도시된 송수신기의 송신측의 작동은 도 1에 도시된 단일 슈퍼-헤테로다인 시스템의 종래 송수신기의 송신측과 완전히 동일하다.
직교 복조기(7)에서 사용되는 국부 신호는 직접 변환이 채용되는 한 수신 캐리어 주파수 fr과 거의 동일한 주파수를 가져야 한다. 그러나, 직교 복조기(7)가 LSI 칩으로부터 형성되는 경우, 국부 신호가 LSI 칩 외부로 발생된다면, 이후 신호들 사이의 간섭으로 인해 발생하는 문제들이 상술한 바와 같이 나타난다. 따라서, 본 발명의 실시예에서, 복조용 국부 신호가 이하의 방식으로 발생되어 직교 복조기(7)를 포함하는 LSI 칩 내부에서 국부 신호가 발생될 수 있고, 또한 국부 신호가 LSI 칩 외부로 출력될 필요가 없게 된다.
제 1 국부 신호 및 제 2 국부 신호는 각각 버퍼들(40, 39)에 의해 버퍼링되고, 이후 혼합기(38)에서 혼합된다. 그 결과 발생하는 신호를 내부 국부 신호라 하면, 내부 국부 신호의 주파수 fLOINT는,
fLOINT= fLO1+ fLO2≒ ft- fs+ 2 ·fs= ft+ fs= fr
이고, 수신 캐리어 주파수 fr과 거의 동일하다. 이 신호는 대역통과 필터(37)에서 추출되고 직교 복조기(7)의 국부 신호로서 사용된다.
도 3에 도시된 송수신기의 수신측에서는 상술한 바와 같은 방식으로 내부 국부 신호가 생성되고 직교 복조기(7)로 제공되지만, 그 구성의 버퍼들(39, 40) 및 혼합기(38)는 동일한 LSI 칩(50) 내에 형성될 수 있다. 또한, 대역통과필터(37) 가 매우 가파른 차단 특성을 필요로 하지 않으므로, SAW 필터 또는 유전체 필터로 형성할 필요가 없다. 따라서, 대역 통과 필터(37)도 직교 복조기(7)와 동일한 LSI 칩(50) 내에 제공될 수 있다. 반대로 말하면, LSI 칩(50)의 외부로 내부 국부 신호가 누설되는 것을 방지하기 위하여, 적어도 혼합기(38) 및 대역통과 필터(37)를, 바람직하게는 버퍼들(39, 40)을 포함하여, 직교 복조기(7)와 동일한 LSI 칩(50) 내에 제공하는 것이 중요하다.
상술한 구성이 채용되는 경우에, 직접 변환의 직교 복조를 위해 필요한 국부 신호는 직교 복조기를 포함하는 LSI 내부에서 발생될 수 있고, 외부로 방출되지 않는다. 따라서, 도 3에 도시된 송수신기에 의해 국부 신호 및 수신 신호 사이의 간섭에 의해 발생하는 종래의 직접 변환 수신기의 문제들이 충분히 완화된다.
도 3에 도시된 송수신기에서, 직교 복조기(7)에서 사용되는 국부 신호의 발생 이외의 동작은 도 2에 도시된 직접 변환 방식의 종래 송수신기와 유사하다.
도 3에 도시된 송수신기에서는 수신 캐리어 주파수 fr이 송신 캐리어 주파수 ft보다 더 높지만, 본 발명에서 이것으로 한정되는 것은 아니다. 주파수들의 배치가 송신측과 수신측에서 역으로 된 경우, 즉 ft＞ fr인 경우에도 본 발명은 적용될 수 있다.
도 4는 ft＞ fr인 경우 사용되는 송수신기의 구성을 나타내는 블럭도이다. 여기서, 주파수들은 다음의 관계들을 갖는 것으로 가정한다.
수신 캐리어 주파수 fr: 1,920 MHz 내지 1,980 MHz,
송신 캐리어 주파수 ft: 2,110 MHz 내지 2,170 MHz,
캐리어 주파수 간격 fs(= ft- fr) : 190 MHz.
도 4에 도시된 송수신기는 도 3에 도시된 것과 동일한 기본 구성을 갖는다. 그러나, 주파수 배치가 송신측 및 수신측에서 역으로 되므로, 즉 수신 캐리어 주파수 fr및 송신 캐리어 주파수 ft가 크기면에서 역으로 되므로, 제 1 국부 발진기(17)의 발진 주파수 fLO1이 도 3에 도시된 경우와는 다르다.
구체적으로, 제 1 국부 주파수 fLO1은,
fLO1≒ ft+ fs: 2,300 MHz 내지 2,360 MHz
이고, 제 2 국부 주파수 fLO2는,
fLO2≒ 2 ·fs(= 380 MHz)
이다. 또한, 제 2 국부 주파수의 주파수를 2 분할함으써 얻어진 제 3 국부 주파수 fLO3은,
fLO3= fLO2/2 ≒ 2 ·fs/2 = fs= 190 MHz
이고, 송신 중간 주파수의 중심 주파수 ftm은,
ftm≒ fs= 190 MHz
이다.
도 4에 도시된 송수신기의 송신측에서 혼합기(23)의 작동은 다음과 같다.
혼합기(23)는 제 1 국부 주파수 fLO1의 제 1 국부 신호와 송신 중간 주파수 신호를 혼합하여 송신 주파수 대역까지 송신 중간 주파수 신호의 변환을 수행한다. 제 1 국부 주파수 fLO1가 원래 fLO1≒ ft+ fs이므로, 송신 신호는 제 1 국부 주파수 fLO1및 송신 중간 주파수의 중심 주파수 ftm사이의 차이로 형성될 수 있다.
또한, 수신측의 직교 복조기(7)에서 사용되는 내부 국부 주파수 fLOINT는 혼합기(38)에서 제 1 국부 주파수 fLO1및 제 2 국부 주파수 fLO2의 차이로서 형성될 수 있다. 즉, fLOINT는,
fLOINT= fLO1- fLO2≒ ft+ fs - 2 ·fs = ft - fs = fr
따라서, fLOINT는 수신 캐리어 주파수 fr과 거의 동일하다.
상술한 바와 같이, 도 4의 구성은 주파수들의 배치가 송신측 및 수신측 사이에서 역으로 된다는 점에서만 도 3의 구성과 다르다. 따라서, 도 4의 구성은 기능 및 효과 면에서는 도 3의 구성과 동일하다.
본 발명의 바람직한 실시예들이 특정 용어들을 사용하여 설명되었지만, 그러한 설명은 단지 예시적인 목적을 위한 것이며, 청구범위의 사상 및 범위를 벗어나지 않는 한 다양한 변형들이 가능함은 주지의 사실이다.
본 발명에 의하면, 수신기의 내부에 국부 발진기를 포함하지 않고 국부 신호가 LSI 칩 내에서 발생되도록 함으로써, 수신 신호측의 직교 복조기에서 사용되는수신 신호 및 국부 신호의 간섭으로 인해 발생하는 문제들을 완화시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (12)

  1. 송신 및 수신용으로 다른 주파수들을 사용하는 무선기에서 사용되며, 안테나로부터 입력된 수신 신호를 직접 베이스밴드 신호로 변환시키는 직접 변환 수신기로서,
    제 1 국부 주파수 fLO1의 제 1 국부 신호를 발생시키는 제 1 국부 발진기;
    제 2 국부 주파수 fLO2의 제 2 국부 신호를 발생시키는 제 2 국부 발진기;
    상기 제 1 국부 신호 및 상기 제 2 국부 신호를 혼합하여 내부 국부 신호를 발생시키는 내부 국부 신호 발생기; 및
    상기 내부 국부 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 직교 복조를 수행하여 상기 베이스밴드 신호를 발생시키는 직교 복조기를 구비하되,
    상기 무선기의 송신 신호의 캐리어 주파수를 ft라 하고, 상기 수신 신호의 캐리어 주파수를 fr이라 하고, 송신 및 수신 신호의 캐리어 주파수들의 주파수 간격 fs가 fs= ｜fr- ft｜로 주어지면,
    fr＞ ft인 경우, 상기 제 1 국부 주파수 fLO1는 fLO1≒ ft- fs를 만족시키고, 상기 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키고, 상기 내부 국부 신호의 주파수는 상기 제 1 국부 주파수 및 상기 제 2 국부 주파수의 합 주파수이며,
    fr＜ ft인 경우, 상기 제 1 국부 주파수 fLO1는 fLO1≒ ft+ fs를 만족시키고, 상기 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키고, 상기 내부 국부 신호의 주파수는 상기 제 1 국부 주파수 및 상기 제 2 국부 주파수의 차 주파수인 것을 특징으로 하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 내부 국부 신호 발생기는 상기 제 1 국부 신호 및 상기 제 2 국부 신호를 혼합하는 혼합기 및 상기 혼합기의 출력의 주파수 대역을 제한하는 대역통과 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 직교 복조기 및 상기 내부 국부 신호 발생기는 동일한 LSI (large scale integration) 칩 내에 설치된 것을 특징으로 하는 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 직교 복조기로부터 출력된 상기 베이스밴드 신호는 상기 내부 국부 신호와 위상이 동일한 수신 신호의 성분의 피크값 및 상기 내부 국부 신호와 위상이 직교하는 수신 신호의 다른 성분의 피크값을 갖는 것을 특징으로 하는 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 베이스밴드 신호의 주파수 대역을 제한하는 상기 대역통과 필터가 상기 직교 복조기의 출력에 접속되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  6. 송신 및 수신용으로 다른 주파수들을 사용하고, 안테나로부터 입력된 수신 신호를 직접 수신 베이스밴드 신호로 변환시키는 송수신기로서,
    제 1 국부 주파수 fLO1의 제 1 국부 신호를 발생시키는 제 1 국부 발진기;
    제 2 국부 주파수 fLO2의 제 2 국부 신호를 발생시키는 제 2 국부 발진기;
    상기 제 1 국부 신호 및 상기 제 2 국부 신호를 혼합하여 내부 국부 신호를 발생시키는 내부 국부 신호 발생기;
    상기 내부 국부 신호에 기초하여 상기 수신 신호의 직교 복조를 수행하여 상기 베이스밴드 신호를 발생시키는 직교 복조기;
    상기 제 2 국부 신호의 주파수를 2 분할하여 제 3 국부 신호를 발생시키는 주파수 분할기;
    상기 제 3 국부 신호를 사용하여 송신 베이스밴드 신호의 직교 변조를 수행하여 중간 주파수 신호를 생성하는 직교 변조기; 및
    상기 중간 주파수 신호 및 상기 제 1 국부 신호를 혼합하여 송신 신호를 생성하는 혼합기를 구비하되,
    상기 송신 신호의 캐리어 주파수를 ft라 하고, 상기 수신 신호의 캐리어 주파수를 fr이라 하고, 송신 및 수신 신호의 캐리어 주파수들의 주파수 간격 fs가 fs= ｜fr- ft｜로 주어지면,
    fr＞ ft인 경우, 상기 제 1 국부 주파수 fLO1는 fLO1≒ ft- fs를 만족시키고, 상기 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키고, 상기 내부 국부 신호의 주파수는 상기 제 1 국부 주파수 및 상기 제 2 국부 주파수의 합 주파수이며,
    fr＜ ft인 경우, 상기 제 1 국부 주파수 fLO1는 fLO1≒ ft+ fs를 만족시키고, 상기 제 2 국부 주파수 fLO2는 fLO2≒ 2 ·fs를 만족시키고, 상기 내부 국부 신호의 주파수는 상기 제 1 국부 주파수 및 상기 제 2 국부 주파수의 차 주파수인 것을 특징으로 하는 송수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 내부 국부 신호 발생기는 상기 제 1 국부 신호 및 상기 제 2 국부 신호를 혼합하는 제 2 혼합기 및 상기 제 2 혼합기의 출력의 주파수 대역을 제한하는 대역통과 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 송수신기.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 직교 복조기 및 상기 내부 국부 신호 발생기는 동일한 LSI (largescale integration) 칩 내에 설치된 것을 특징으로 하는 송수신기.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 직교 복조기로부터 출력된 상기 수신 베이스밴드 신호는 상기 내부 국부 신호와 위상이 동일한 수신 신호의 성분의 피크값 및 상기 내부 국부 신호와 위상이 직교하는 수신 신호의 또 다른 성분의 피크값을 갖는 것을 특징으로 하는 송수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 수신 베이스밴드 신호의 주파수 대역을 제한하는 대역 통과 필터가 상기 직교 복조기의 출력에 접속되는 것을 특징으로 하는 송수신기.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 송신 베이스밴드 신호는 상기 제 3 국부 신호와 위상이 동일한 성분의 피크값 및 상기 제 3 국부 신호와 위상이 직교하는 또 다른 성분의 피크값을 갖는 것을 특징으로 하는 송수신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 송신 베이스밴드 신호의 주파수 대역을 제한하고 상기 직교 변조기로 상기 밴드 제한된 송신 베이스밴드 신호를 제공하는 대역통과 필터를 더 구비하는것을 특징으로 하는 송수신기.
KR10-2001-0032095A 2000-06-08 2001-06-08 직접 변환 수신기 및 송수신기 KR100404772B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000172449A JP2001352355A (ja) 2000-06-08 2000-06-08 ダイレクトコンバージョン受信機及び送受信機
JP2000-172449 2000-06-08

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010111051A true KR20010111051A (ko) 2001-12-15
KR100404772B1 KR100404772B1 (ko) 2003-11-07

Family

ID=18674849

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2001-0032095A KR100404772B1 (ko) 2000-06-08 2001-06-08 직접 변환 수신기 및 송수신기

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7006814B2 (ko)
EP (1) EP1162730B1 (ko)
JP (1) JP2001352355A (ko)
KR (1) KR100404772B1 (ko)
CN (1) CN1174575C (ko)
DE (1) DE60129509T2 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100828758B1 (ko) * 2001-09-19 2008-05-09 지멘스 악티엔게젤샤프트 다중대역 수신기 및 상기 다중대역 수신기의 수신 방법

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2382242B (en) * 2001-11-15 2005-08-03 Hitachi Ltd Direct-conversion transmitting circuit and integrated transmitting/receiving circuit
US7224722B2 (en) * 2002-01-18 2007-05-29 Broadcom Corporation Direct conversion RF transceiver with automatic frequency control
JP3908591B2 (ja) * 2002-05-01 2007-04-25 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 変復調装置および携帯無線機
US6952594B2 (en) * 2002-11-22 2005-10-04 Agilent Technologies, Inc. Dual-mode RF communication device
US20060105726A1 (en) * 2004-11-18 2006-05-18 Tateo Masaki Leakage electromagnetic wave communication device
US7495484B1 (en) * 2007-07-30 2009-02-24 General Instrument Corporation Programmable frequency multiplier
JP5075189B2 (ja) * 2009-12-03 2012-11-14 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信端末
CN106301454A (zh) * 2016-09-26 2017-01-04 武汉珞光电子有限公司 一种射频收发前端处理系统
CN106487397A (zh) * 2016-10-26 2017-03-08 上海华虹集成电路有限责任公司 发送电路
CN106559377A (zh) * 2016-10-26 2017-04-05 上海华虹集成电路有限责任公司 发送载波产生电路
CN115065373B (zh) * 2022-04-21 2023-12-12 海能达通信股份有限公司 多时隙收发信机和多时隙通信方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01240020A (ja) 1988-03-22 1989-09-25 Alps Electric Co Ltd 同時双方向ｆｍ送受信機
US5170495A (en) * 1990-10-31 1992-12-08 Northern Telecom Limited Controlling clipping in a microwave power amplifier
CA2107632C (en) * 1992-10-05 1997-06-03 Nec Corporation Local oscillator and its frequency switching method
JPH06188781A (ja) 1992-12-21 1994-07-08 Toshiba Corp デュアルモード無線通信装置
DE4328553A1 (de) 1993-04-30 1994-11-03 Rudolf Prof Dr Ing Schwarte Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip
JP3410776B2 (ja) * 1993-09-09 2003-05-26 株式会社東芝 直交信号発生回路
US5412351A (en) * 1993-10-07 1995-05-02 Nystrom; Christian Quadrature local oscillator network
DE4439298A1 (de) 1994-11-07 1996-06-13 Rudolf Prof Dr Ing Schwarte 3D-Kamera nach Laufzeitverfahren
JPH0918528A (ja) * 1995-06-27 1997-01-17 Sony Corp 制御信号検出方法及び無線受信装置
JP3479405B2 (ja) * 1996-03-29 2003-12-15 アルプス電気株式会社 送信機の増幅回路
JP3708234B2 (ja) 1996-07-18 2005-10-19 松下電器産業株式会社 無線装置
DE19704496C2 (de) 1996-09-05 2001-02-15 Rudolf Schwarte Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Phasen- und/oder Amplitudeninformation einer elektromagnetischen Welle
JP3422909B2 (ja) 1997-07-15 2003-07-07 株式会社東芝 無線機
US5861781A (en) * 1997-09-16 1999-01-19 Lucent Technologies Inc. Single sideband double quadrature modulator
US6016422A (en) * 1997-10-31 2000-01-18 Motorola, Inc. Method of and apparatus for generating radio frequency quadrature LO signals for direct conversion transceivers
DE19821974B4 (de) 1998-05-18 2008-04-10 Schwarte, Rudolf, Prof. Dr.-Ing. Vorrichtung und Verfahren zur Erfassung von Phase und Amplitude elektromagnetischer Wellen
JP3836324B2 (ja) * 1999-03-01 2006-10-25 三菱電機株式会社 送受信装置
JP2001230695A (ja) 2000-02-16 2001-08-24 Nec Corp 無線機及びそれに使用する周波数変換方法
US6782249B1 (en) * 2000-11-22 2004-08-24 Intel Corporation Quadrature signal generation in an integrated direct conversion radio receiver

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100828758B1 (ko) * 2001-09-19 2008-05-09 지멘스 악티엔게젤샤프트 다중대역 수신기 및 상기 다중대역 수신기의 수신 방법

Also Published As

Publication number Publication date
CN1174575C (zh) 2004-11-03
EP1162730A2 (en) 2001-12-12
US20010051507A1 (en) 2001-12-13
EP1162730A3 (en) 2003-01-29
CN1328388A (zh) 2001-12-26
JP2001352355A (ja) 2001-12-21
DE60129509D1 (de) 2007-09-06
KR100404772B1 (ko) 2003-11-07
EP1162730B1 (en) 2007-07-25
DE60129509T2 (de) 2008-04-17
US7006814B2 (en) 2006-02-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0920729B1 (en) Apparatus and method for receiving a modulated radio frequency signal
WO1998008300A9 (en) Apparatus and method for receiving a modulated radio frequency signal
WO2000019621A1 (fr) Recepteur a conversion directe d'harmonique paire, et emetteur-recepteur comprenant ce recepteur
US6449471B1 (en) Wireless terminal device
EP1208653A1 (en) Improved method and apparatus for up- and down-conversion of radio frequency (rf) signals
JP2917890B2 (ja) 無線送受信機
KR100404772B1 (ko) 직접 변환 수신기 및 송수신기
WO2003071673A2 (en) Frequency down converter using a multitone local oscillator
JP2001230695A (ja) 無線機及びそれに使用する周波数変換方法
JP3309904B2 (ja) 無線用送受信機
US7224997B2 (en) Apparatus and method for radio signal parallel processing
KR20080047515A (ko) Ｆｄｄ 시스템용 라디오 아키텍쳐
US20100098134A1 (en) Method and apparatus for using a spread spectrum intermediate frequency channel within an electronic device
KR19990014666A (ko) Ｒｆ 송신기 집적 회로에서의 스퓨리어스 신호 저감
EP1089446A1 (en) Radio terminal device
KR100357858B1 (ko) 주파수천이키잉 변복조 수행 무선통신기기의 송수신 장치
KR100412541B1 (ko) 고주파 수신기
JPH08125562A (ja) マルチキャリア変調信号受信装置
JPH07303059A (ja) 無線機
JPH11313116A (ja) 通信装置
JPH11136151A (ja) 受信機および送受信機
JPWO2019107105A1 (ja) 無線通信装置
JP3385917B2 (ja) 送受信装置
JPH0629947A (ja) スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニット
JPH10303858A (ja) スペクトラム拡散通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121002

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131001

Year of fee payment: 11

LAPS Lapse due to unpaid annual fee