JPH0691477B2 - Ｒｆ同調回路 - Google Patents
Ｒｆ同調回路Info
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- JPH0691477B2 JPH0691477B2 JP60283176A JP28317685A JPH0691477B2 JP H0691477 B2 JPH0691477 B2 JP H0691477B2 JP 60283176 A JP60283176 A JP 60283176A JP 28317685 A JP28317685 A JP 28317685A JP H0691477 B2 JPH0691477 B2 JP H0691477B2
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- tuning circuit
- amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/002—N-path filters
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/24—Homodyne or synchrodyne circuits for demodulation of signals wherein one sideband or the carrier has been wholly or partially suppressed
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はイメージ除去用RF（無線周波数）同調回路に関
するものである。
するものである。
スーパヘテロダィン無線受信機は公知であり、これは無
線周波数信号を局部発振器信号が供給されるミクサを含
むIF段に供給することを特徴とするものである。その混
合成分は所望信号と不所望なイメージ信号を含む。一般
にイメージ周波数は混合前にLCフィルタを用いて除去さ
れる。しかし、斯るフィルタはインダクタンスを必要と
するために集積回路として製造するのが容易でない。イ
ンダクタンスはジャイレータでシュミレートし得るが、
VHF及びUHF周波数で所要の出力電圧を得ることは困難で
ある。いずれにしても斯るフィルタを高周波数で正確に
動作するようにするのは困難である。この問題を避ける
ために、フィルタ設計者達はフィルタ回路に発振器を用
いることを試みている。例えば、「Network Theory」
（アール・ボイト編、ゴールデンアンドブリーチ発行）
に発表されている論文“Some Aspects of N−Path and
Qudrature Modulation Single−Sideband Filters"にお
いてダブリュ・サガラ氏が直交変調を用いて単側波帯を
発生させることを提案している。一例では２組合のオク
ドラチヤミクサを使用し、各組に同一の又は異なる局部
発振器信号を供給する。ダブリュ・サガラ氏はＮ−パス
フィルタの中心周波数をフィードバック手段により局部
発振器周波数からシフトさせ、これにより所望信号の振
幅を不所望なイメージ信号の振幅に対し増大し得ること
も示唆している。
線周波数信号を局部発振器信号が供給されるミクサを含
むIF段に供給することを特徴とするものである。その混
合成分は所望信号と不所望なイメージ信号を含む。一般
にイメージ周波数は混合前にLCフィルタを用いて除去さ
れる。しかし、斯るフィルタはインダクタンスを必要と
するために集積回路として製造するのが容易でない。イ
ンダクタンスはジャイレータでシュミレートし得るが、
VHF及びUHF周波数で所要の出力電圧を得ることは困難で
ある。いずれにしても斯るフィルタを高周波数で正確に
動作するようにするのは困難である。この問題を避ける
ために、フィルタ設計者達はフィルタ回路に発振器を用
いることを試みている。例えば、「Network Theory」
（アール・ボイト編、ゴールデンアンドブリーチ発行）
に発表されている論文“Some Aspects of N−Path and
Qudrature Modulation Single−Sideband Filters"にお
いてダブリュ・サガラ氏が直交変調を用いて単側波帯を
発生させることを提案している。一例では２組合のオク
ドラチヤミクサを使用し、各組に同一の又は異なる局部
発振器信号を供給する。ダブリュ・サガラ氏はＮ−パス
フィルタの中心周波数をフィードバック手段により局部
発振器周波数からシフトさせ、これにより所望信号の振
幅を不所望なイメージ信号の振幅に対し増大し得ること
も示唆している。
サガラ氏のこの教えを用いて中心周波数が局部発振器周
波数からシフトされたRFフィルタを提供する場合、信号
を中心周波数に混合変換するために、関連する局部発振
器とともに追加のミクサが必要となる。この欠点は、斯
る追加のミクサのために一層多くの構成素子が必要にな
るのみならず、斯るミクサが回路の電力の一部を消費す
ると共に回路動作特性のダイナミックレンジを劣化する
点にある。
波数からシフトされたRFフィルタを提供する場合、信号
を中心周波数に混合変換するために、関連する局部発振
器とともに追加のミクサが必要となる。この欠点は、斯
る追加のミクサのために一層多くの構成素子が必要にな
るのみならず、斯るミクサが回路の電力の一部を消費す
ると共に回路動作特性のダイナミックレンジを劣化する
点にある。
本発明の目的は良好なイメージ信号除去特性を有するRF
同調回路を提供することにある。
同調回路を提供することにある。
本発明は、発振器を有するチューナブルＮ−パスフィル
タを含む無線受信器用同調回路であって、該フィルタは
その中点周波数がフィールドバック手段により発振器周
波数からシフトされてイメージ除去を行なうよう構成し
てあることを特徴とするRF同調回路を提供することにあ
る。
タを含む無線受信器用同調回路であって、該フィルタは
その中点周波数がフィールドバック手段により発振器周
波数からシフトされてイメージ除去を行なうよう構成し
てあることを特徴とするRF同調回路を提供することにあ
る。
出力（IF）信号をＮ−パスフィルタの低周波数セクショ
ンから取り出すことにより第２混合処理を不要にするこ
とができる。
ンから取り出すことにより第２混合処理を不要にするこ
とができる。
本発明の一例においては出力信号をローパスフィルタの
出力端子から取り出す。本発明の他の例においてはＮ−
パスフィルタのＩ信号路とＱ信号路の両信号路の低周波
数セクションにおいて得られる直交出力を多相フィルタ
の入力として用いる。多相フィルタは、零点を中心に非
対称であり、その結果非対称伝達関係を有するフィルタ
を実現するために使用し得るフィルタ特性を有するもの
である。
出力端子から取り出す。本発明の他の例においてはＮ−
パスフィルタのＩ信号路とＱ信号路の両信号路の低周波
数セクションにおいて得られる直交出力を多相フィルタ
の入力として用いる。多相フィルタは、零点を中心に非
対称であり、その結果非対称伝達関係を有するフィルタ
を実現するために使用し得るフィルタ特性を有するもの
である。
必要に応じ追加の多相フィルタをＩ及びＱ信号路内の低
周波数点に接続してＮ−パスフィルタの低周波数セクシ
ョンから得られるIF信号に追加のイメージ減衰を与える
ことができる。この場合、各フィルタが30dBの最小イメ
ージ減衰を与えるならば60dB又はそれ以上の総合減衰を
達成することができる。
周波数点に接続してＮ−パスフィルタの低周波数セクシ
ョンから得られるIF信号に追加のイメージ減衰を与える
ことができる。この場合、各フィルタが30dBの最小イメ
ージ減衰を与えるならば60dB又はそれ以上の総合減衰を
達成することができる。
本発明の第２の特徴は発振器を有するチューナブルＮ−
パスフィルタを含む無線送信機用同調回路であって、該
フィルタはその中心周波数がフィードバック手段により
発振器周波数からシフトされてイメージ周波数の送信の
発生を阻止するように構成されていることを特徴とする
RF同調回路を提供することにある。
パスフィルタを含む無線送信機用同調回路であって、該
フィルタはその中心周波数がフィードバック手段により
発振器周波数からシフトされてイメージ周波数の送信の
発生を阻止するように構成されていることを特徴とする
RF同調回路を提供することにある。
図面につき本発明を説明する。
各図において対応する符号は同一の素子を示す。また、
説明を簡略にするために本発明のRF同調回路の種々の例
を無線受信機について説明し、送信機に使用する斯るRF
同調回路は一例について説明してある。
説明を簡略にするために本発明のRF同調回路の種々の例
を無線受信機について説明し、送信機に使用する斯るRF
同調回路は一例について説明してある。
第１図は本発明に従って構成された無線受信機のブロッ
ク回路図を示し、この無線受信機は本例ではRF増幅器で
ある加算装置の入力端子に結合された入力端子10を具え
る。この増幅器12の出力端子をチューナブルＮ−パスフ
ィルタ14に接続し、フィルタ14の出力を増幅器12の加算
入力端子にフィードバックする。
ク回路図を示し、この無線受信機は本例ではRF増幅器で
ある加算装置の入力端子に結合された入力端子10を具え
る。この増幅器12の出力端子をチューナブルＮ−パスフ
ィルタ14に接続し、フィルタ14の出力を増幅器12の加算
入力端子にフィードバックする。
ろ波されたRF信号が現われる出力端子16を、受信器の残
部20、例えば復調器及び音声増幅器にRFミクサを経て接
続された端子18に接続する。或は又、出力端子24をフィ
ルタ14の低周波数セクションに接続して減衰されたイメ
ージ信号を有するIF信号を取り出して受信機の残部20に
供給する。出力端子16をフィードバックループ26により
増幅器12の第２加算入力端子に結合する。
部20、例えば復調器及び音声増幅器にRFミクサを経て接
続された端子18に接続する。或は又、出力端子24をフィ
ルタ14の低周波数セクションに接続して減衰されたイメ
ージ信号を有するIF信号を取り出して受信機の残部20に
供給する。出力端子16をフィードバックループ26により
増幅器12の第２加算入力端子に結合する。
動作において、初めにフィードバックループ26を無視す
ると、RF入力信号は増幅器12で増幅され、チューナブル
Ｎ−パスフィルタ14に供給される。フィルタからの出力
は所望のRF信号と、イメージフィルタで除去すべき不所
望なイメージ信号を含む。所望信号を通しイメージ信号
を除去するＮ−パスフィルタの有効性はフィードバック
ループ26を設けることにより改善される。即ち、信号フ
ィードバックを用いてフィルタの応答周波数をフィルタ
14内の局部発振器の周波数から所望信号の方向にシフト
させるのである。その結果、イメージ信号フィルタの必
要性がなくなり、設ける場合でもその仕様が著しく緩和
される。
ると、RF入力信号は増幅器12で増幅され、チューナブル
Ｎ−パスフィルタ14に供給される。フィルタからの出力
は所望のRF信号と、イメージフィルタで除去すべき不所
望なイメージ信号を含む。所望信号を通しイメージ信号
を除去するＮ−パスフィルタの有効性はフィードバック
ループ26を設けることにより改善される。即ち、信号フ
ィードバックを用いてフィルタの応答周波数をフィルタ
14内の局部発振器の周波数から所望信号の方向にシフト
させるのである。その結果、イメージ信号フィルタの必
要性がなくなり、設ける場合でもその仕様が著しく緩和
される。
出力端子24からIF信号を取り出すことによりIF信号を得
るための第２の混合処理を必要がなくなる。
るための第２の混合処理を必要がなくなる。
第２図は受信器のRFセクション及びＮ−パルスフィルタ
を含むRF同調回路の一実施例の構成を詳細に示すもので
ある。この回路は信号入力端子10に接続された第１入力
端子とチューナブルフィルタ14からのフィードバック信
号用の第２入力端子を有するRF加算増幅器12を具える。
チューナブルフィルタ14の出力端子16からのフィードバ
ックループ26はフィードバック増幅器28及び／又はバン
ドパスフィルタ30を含むことができる。
を含むRF同調回路の一実施例の構成を詳細に示すもので
ある。この回路は信号入力端子10に接続された第１入力
端子とチューナブルフィルタ14からのフィードバック信
号用の第２入力端子を有するRF加算増幅器12を具える。
チューナブルフィルタ14の出力端子16からのフィードバ
ックループ26はフィードバック増幅器28及び／又はバン
ドパスフィルタ30を含むことができる。
図示のチューナブルフィルタ14はRF増幅器12の出力端子
と加算増幅器36の各別の入力端子との間に接続された第
１及び第２信号路32,34を具える。第１信号路32は第１
ミクサ40を含み、その出力端子をローパスフィルタ42を
経て第２ミクサ44の入力端子に接続し、その出力端子を
加算増幅器36の第１入力端子に接続する。出力端子24は
ローパスフィルタ42の出力端子に接続するが、フィルタ
14の低周波数セクションの別の部分に接続することもで
きる。第２信号路は第３ミクサ46を具え、その出力端子
を別のローパスフィルタ48を経て第４ミクサ50の信号入
力端子に接続し、その信号出力端子を加算増幅器36の第
２入力端子に接続する。
と加算増幅器36の各別の入力端子との間に接続された第
１及び第２信号路32,34を具える。第１信号路32は第１
ミクサ40を含み、その出力端子をローパスフィルタ42を
経て第２ミクサ44の入力端子に接続し、その出力端子を
加算増幅器36の第１入力端子に接続する。出力端子24は
ローパスフィルタ42の出力端子に接続するが、フィルタ
14の低周波数セクションの別の部分に接続することもで
きる。第２信号路は第３ミクサ46を具え、その出力端子
を別のローパスフィルタ48を経て第４ミクサ50の信号入
力端子に接続し、その信号出力端子を加算増幅器36の第
２入力端子に接続する。
ミクサ40,44,46及び50への第２入力端子は基準信号入力
端子を構成する。図示の例では基準信号は信号発生器、
例えば水晶発振器又は周波数シンセサイザから取り出
し、記載の便宜上これを局部発振器52と称す。この局部
発振器52を第３及び第４ミクサの第２入力端子に直接接
続する。移相器54を局部発振器52の出力端子に接続し、
この移相器54の出力端子を第１及び第２ミクサ40,44の
第２入力端子に直接接続する。２個の信号路に対する局
部発振信号間の移相は90°に近似させる必要がある。
端子を構成する。図示の例では基準信号は信号発生器、
例えば水晶発振器又は周波数シンセサイザから取り出
し、記載の便宜上これを局部発振器52と称す。この局部
発振器52を第３及び第４ミクサの第２入力端子に直接接
続する。移相器54を局部発振器52の出力端子に接続し、
この移相器54の出力端子を第１及び第２ミクサ40,44の
第２入力端子に直接接続する。２個の信号路に対する局
部発振信号間の移相は90°に近似させる必要がある。
フィードバックを導入する前のフィルタ14のようなＮ−
パルスフィルタの動作を第３〜第５図を参照して説明す
る。
パルスフィルタの動作を第３〜第５図を参照して説明す
る。
第３図は搬送周波数ωｎを中心に上下に3KHzの側波帯を
有する入RF信号を示す。局部発振器52の周波数ωＬはω
ｎに等しいため、ミクサ40,46において入信号は第４図
に示すようにベースバンドに変換される。２個の同一の
ローパスフィルタ42,48に供給される信号は直角位相関
係にあると共に音声周波数を有する。従って、斯る音声
周波数の信号はRFよりもろ波し易く、ベースバンドフィ
ルタはインダクタの使用を避けることができるので集積
回路として構成することもできる。フィルタに供給され
る信号はフィルタ42,48で除去し得る不所望信号と一緒
にベースバンドに変換される変調信号を含んでいる。
有する入RF信号を示す。局部発振器52の周波数ωＬはω
ｎに等しいため、ミクサ40,46において入信号は第４図
に示すようにベースバンドに変換される。２個の同一の
ローパスフィルタ42,48に供給される信号は直角位相関
係にあると共に音声周波数を有する。従って、斯る音声
周波数の信号はRFよりもろ波し易く、ベースバンドフィ
ルタはインダクタの使用を避けることができるので集積
回路として構成することもできる。フィルタに供給され
る信号はフィルタ42,48で除去し得る不所望信号と一緒
にベースバンドに変換される変調信号を含んでいる。
斯る後にフィルタ42,48の出力信号はミクサ44,50で高周
波数に変換されてもとの周波数になる。この混合処理に
より不所望な成分が発生するが、所望信号は同相である
がこれらの不所望成分は同相でないため、不所望成分は
増幅器36において加算により除去することができる。増
幅器36からの出力はフィルタ42,48に従ってろ波された
入力信号に対応するものとなるが（第５図）、この信号
は不所望成分を殆んど含まないものとなる。即ち、ベー
スバンド信号を局部発振器周波数で再変換即ち、再変調
することによりRF信号がもとの搬送波周波数で再生さ
れ、不所望信号はフィルタの作用で減衰されたものとな
る。
波数に変換されてもとの周波数になる。この混合処理に
より不所望な成分が発生するが、所望信号は同相である
がこれらの不所望成分は同相でないため、不所望成分は
増幅器36において加算により除去することができる。増
幅器36からの出力はフィルタ42,48に従ってろ波された
入力信号に対応するものとなるが（第５図）、この信号
は不所望成分を殆んど含まないものとなる。即ち、ベー
スバンド信号を局部発振器周波数で再変換即ち、再変調
することによりRF信号がもとの搬送波周波数で再生さ
れ、不所望信号はフィルタの作用で減衰されたものとな
る。
一例として、角周波数ωｎを有する入力信号がa.e
ｊωｔを含むものとすると、増幅器36からの出力はa.e
ｊωｔ〔−Ｆ（ωｎ＋ωＬ）＋Ｆ（ωｎ−ωＬ）〕にな
る。従って、入力項が出力中に存在するため、総合ろ波
関数Ｆ′（ω）は〔−Ｆ（ωｎ＋ωＬ）＋Ｆ（ωｎ−ω
Ｌ）〕と示すことができる。ミクサにより（２ωＬ−ω
ｎ）の周波数で発生される不所望信号のスプリアス発生
は上述したように増幅器36における加算により相殺され
るため無視できる。ろ波関数はωｎの正値及び負値に対
して有効であることも明らかである。
ｊωｔを含むものとすると、増幅器36からの出力はa.e
ｊωｔ〔−Ｆ（ωｎ＋ωＬ）＋Ｆ（ωｎ−ωＬ）〕にな
る。従って、入力項が出力中に存在するため、総合ろ波
関数Ｆ′（ω）は〔−Ｆ（ωｎ＋ωＬ）＋Ｆ（ωｎ−ω
Ｌ）〕と示すことができる。ミクサにより（２ωＬ−ω
ｎ）の周波数で発生される不所望信号のスプリアス発生
は上述したように増幅器36における加算により相殺され
るため無視できる。ろ波関数はωｎの正値及び負値に対
して有効であることも明らかである。
このフィルタの満足な性能を得るためにはミクサを平衡
させてブレークスルーを最低にすると共にローパフィル
タを精密にマッチした位相及び増幅特性を有するものと
する必要がある。
させてブレークスルーを最低にすると共にローパフィル
タを精密にマッチした位相及び増幅特性を有するものと
する必要がある。
フィードバックを適用した場合、即ち第２図のIF段の全
体について説明する。加算装置12及びフィードバックル
ープ26の存在は、フィードバックの適用により周波数が
オフセットされた狭い無線周波数通過帯域を有する段を
実現し得ることを意味する。総合ループ利得は臨界的
で、１程度にする必要がある。総合ループ利得に影響す
るファクタはRF増幅器12とフィードバック増幅器28の利
得の積である。この総合利得１を得るために、RF増幅器
を減衰器とし、帰還増幅器28を１より大きい利得を有す
るものとする、或はその逆とすることができる。
体について説明する。加算装置12及びフィードバックル
ープ26の存在は、フィードバックの適用により周波数が
オフセットされた狭い無線周波数通過帯域を有する段を
実現し得ることを意味する。総合ループ利得は臨界的
で、１程度にする必要がある。総合ループ利得に影響す
るファクタはRF増幅器12とフィードバック増幅器28の利
得の積である。この総合利得１を得るために、RF増幅器
を減衰器とし、帰還増幅器28を１より大きい利得を有す
るものとする、或はその逆とすることができる。
RFフィードバックに対する全IF段の伝達関数は〔AF′
（ωｎ−ωＬ）〕／〔１−Ａ・β・Ｇ（ωｎ）Ｆ′（ω
ｎ−ωＬ）〕になり、その最大値はω０にあって局部発
振器周波数ωＬからオフセットすることができる。端子
24のIF出力にも同じ伝達関数が適用され、従って（ω０
−ωＬ）に等しい出力周波数ωifでピーク値を有する
（ここでω０はωＬより大きく又は小さくなることがで
き、フィードバックの結果発生される）。上記の伝達関
数においてＡはRF増幅器12の利得、βは増幅器28の利
得、Ｇ（ωｎ）はフィードバックループ内の任意のRFフ
ィルタの応答である。Ｆ′（ωｎ−ωＬ）はチューナブ
ルフィルタ14の伝達関数であり、ここではωｎとωＬは
異なる周波数であり、ω０は通常ωｎに等しいため所望
信号及びイメージ信号はフィルタの低周波セクションを
ωif＝ωｎ−ωＬの周波数で通過する。
（ωｎ−ωＬ）〕／〔１−Ａ・β・Ｇ（ωｎ）Ｆ′（ω
ｎ−ωＬ）〕になり、その最大値はω０にあって局部発
振器周波数ωＬからオフセットすることができる。端子
24のIF出力にも同じ伝達関数が適用され、従って（ω０
−ωＬ）に等しい出力周波数ωifでピーク値を有する
（ここでω０はωＬより大きく又は小さくなることがで
き、フィードバックの結果発生される）。上記の伝達関
数においてＡはRF増幅器12の利得、βは増幅器28の利
得、Ｇ（ωｎ）はフィードバックループ内の任意のRFフ
ィルタの応答である。Ｆ′（ωｎ−ωＬ）はチューナブ
ルフィルタ14の伝達関数であり、ここではωｎとωＬは
異なる周波数であり、ω０は通常ωｎに等しいため所望
信号及びイメージ信号はフィルタの低周波セクションを
ωif＝ωｎ−ωＬの周波数で通過する。
IF段の阻止特性を第６図に示すと共に低周波数セクショ
ンの動作を第７図に示す。第６図において、イメージ周
波数ωim＝２ωＬ−ωｎのイメージ出力は代表的には30
dB低域され、おそらく50dBまで低域される。第７図にお
いてはイメージ周波数ωim＝−ωifである。
ンの動作を第７図に示す。第６図において、イメージ周
波数ωim＝２ωＬ−ωｎのイメージ出力は代表的には30
dB低域され、おそらく50dBまで低域される。第７図にお
いてはイメージ周波数ωim＝−ωifである。
IF段は局部発振器52の周波数を調整することにより同調
させることができると共に任意の変調形式で動作させる
ことができる。
させることができると共に任意の変調形式で動作させる
ことができる。
上述のアプローチによりイメージ除去を行なうことがで
きるが、Ｎ−パスフィルタ14の低周波数セクション内に
多相フィルタを挿入することにより設計に一層の融通性
を得ることができる。斯る構成例を第８図に示す。図示
の回路は直交チャンネル32,34を備えるが、フィルタ42,
48の出力端子に接続された２入力多相フィルタ58を備え
る点が前述の回路と相違する。IF信号出力端子24は多相
フィルタ58の低周波数出力端子の一方に接続する。直交
出力対が必要な場合には破線で示すように増幅器64の出
力も端子241から取り出して使用することができる。フ
ィルタ58の２個の出力端子を別々のミクサ44,50に接続
し、これらミクサの出力端子を加算増幅器60の入力端子
に接続する。第２図の実施例と同様に局部発振器52と移
相器54の出力端子をミクサ50及び44にそれぞれ接続す
る。
きるが、Ｎ−パスフィルタ14の低周波数セクション内に
多相フィルタを挿入することにより設計に一層の融通性
を得ることができる。斯る構成例を第８図に示す。図示
の回路は直交チャンネル32,34を備えるが、フィルタ42,
48の出力端子に接続された２入力多相フィルタ58を備え
る点が前述の回路と相違する。IF信号出力端子24は多相
フィルタ58の低周波数出力端子の一方に接続する。直交
出力対が必要な場合には破線で示すように増幅器64の出
力も端子241から取り出して使用することができる。フ
ィルタ58の２個の出力端子を別々のミクサ44,50に接続
し、これらミクサの出力端子を加算増幅器60の入力端子
に接続する。第２図の実施例と同様に局部発振器52と移
相器54の出力端子をミクサ50及び44にそれぞれ接続す
る。
図示の多相フィルタ58は２入力加算増幅器62と２入力減
算増幅器64を具える。これら増幅器62,64の出力端子を
ミクサ44,50の各別の入力端子に接続する。ローパスフ
ィルタ42の出力端子をフィルタ回路66,68により増幅器6
2の入力端子を増幅器64の反転入力端子にそれぞれ接続
する。ローパスフィルタ48の出力端子をフィルタ回路7
0,72により増幅器62,64の他方の入力端子にそれぞれ接
続する。回路66,72により発生される応答ｊ（ω）は同
一とし、代表的には一定にすることができると共に、回
路68,70により発生される応答ｋ（ω）は同一とし、代
表的には周波数ωに伴い変化するものとすることができ
る。多相フィルタ58の総合伝達特性Ｆ（ω）は Ｆ（ω）＝ｊ（ω）＋jk（ω） であり、このフィルタは非対称零点を発生する。例え
ば、斯る構成においてはチャンネル32内の信号であるＩ
信号と、チャンネル34内の信号であるＱ信号との間に90
°の相対移相があり、Ｑ信号がＩ信号に対し90°遅相し
ている場合には移相器70がＱ信号の位相を更に90°移相
してこの信号をＩ信号と反対位相にするため、増幅器62
の両入力は加算されて零出力を発生する。逆に、Ｉ信号
がＱ信号に対し遅相している場合には移相器70はＱ信号
をＩ信号と同相にするため、増幅器62の出力は２倍の振
幅の信号になる。移相器68はＩ信号の位相を90°移相し
て同様の作用を発生し、増幅器64の両入力端子の信号の
差を発生する。増幅器62,64の出力はキクサ44,50で周波
数変換され、ついで増幅器60で加算される。フィードバ
ックがない場合、多相フィルタは第９図に示すような非
対称な零点と対称な極を発生する。図はＳ−平面を示
し、縦軸は周波数ωであり、極は×で、零点はで示し
てある。第9B図の曲線は振幅（ａ）／周波数（ｆ）応答
を示し、符号74は第9A図の零点で発生する最小振幅を示
す。任意の周波数における振幅Ａは で与えられる。これがため、第9A〜11A図において周波
数を表わす縦軸に沿ってみると零点に近づくにつれて振
幅が低下し、極の近くでピークを示す。フィードバック
ループ26を負荷すると第10A及び11A図に例示するように
非対称な極が発生し、第10B及び11B図に示すような振幅
／周波数応答を示すようになる。フィルタ全体が十分に
狭い帯域幅を有する場合にはイメージ除去フィルタ段を
隣接チャンネル除去にも寄与させることができる。
算増幅器64を具える。これら増幅器62,64の出力端子を
ミクサ44,50の各別の入力端子に接続する。ローパスフ
ィルタ42の出力端子をフィルタ回路66,68により増幅器6
2の入力端子を増幅器64の反転入力端子にそれぞれ接続
する。ローパスフィルタ48の出力端子をフィルタ回路7
0,72により増幅器62,64の他方の入力端子にそれぞれ接
続する。回路66,72により発生される応答ｊ（ω）は同
一とし、代表的には一定にすることができると共に、回
路68,70により発生される応答ｋ（ω）は同一とし、代
表的には周波数ωに伴い変化するものとすることができ
る。多相フィルタ58の総合伝達特性Ｆ（ω）は Ｆ（ω）＝ｊ（ω）＋jk（ω） であり、このフィルタは非対称零点を発生する。例え
ば、斯る構成においてはチャンネル32内の信号であるＩ
信号と、チャンネル34内の信号であるＱ信号との間に90
°の相対移相があり、Ｑ信号がＩ信号に対し90°遅相し
ている場合には移相器70がＱ信号の位相を更に90°移相
してこの信号をＩ信号と反対位相にするため、増幅器62
の両入力は加算されて零出力を発生する。逆に、Ｉ信号
がＱ信号に対し遅相している場合には移相器70はＱ信号
をＩ信号と同相にするため、増幅器62の出力は２倍の振
幅の信号になる。移相器68はＩ信号の位相を90°移相し
て同様の作用を発生し、増幅器64の両入力端子の信号の
差を発生する。増幅器62,64の出力はキクサ44,50で周波
数変換され、ついで増幅器60で加算される。フィードバ
ックがない場合、多相フィルタは第９図に示すような非
対称な零点と対称な極を発生する。図はＳ−平面を示
し、縦軸は周波数ωであり、極は×で、零点はで示し
てある。第9B図の曲線は振幅（ａ）／周波数（ｆ）応答
を示し、符号74は第9A図の零点で発生する最小振幅を示
す。任意の周波数における振幅Ａは で与えられる。これがため、第9A〜11A図において周波
数を表わす縦軸に沿ってみると零点に近づくにつれて振
幅が低下し、極の近くでピークを示す。フィードバック
ループ26を負荷すると第10A及び11A図に例示するように
非対称な極が発生し、第10B及び11B図に示すような振幅
／周波数応答を示すようになる。フィルタ全体が十分に
狭い帯域幅を有する場合にはイメージ除去フィルタ段を
隣接チャンネル除去にも寄与させることができる。
第12図はフロントエンドに第２図又は第８図に示すよう
に構成し得るＮ−パスフィルタ14を有すると共に、フィ
ルタ14の低周波数セクションの直交チャンネルに接続さ
れた追加の多相フィルタ78を有するRF受信機を示す。多
相フィルタ78への信号入力はイメージが30dB以上減衰さ
れた直交位相関係の１対のIF信号とする。第８図のフィ
ルタ58と同様に構成し得るフィルタ78により更に30dB以
上のイメージ信号の追加の減衰を達成し得る。フィルタ
78の出力の一方のみが以後の信号処理に必要とされ、本
例ではこの出力端子をIF信号を通し隣接チャンネル信号
を除去するバンドパスフィルタ80に結合してある。ろ波
した信号の周波数のアップ又はダウン変換を局部発振器
84に接続されたミクサ82により行なうことができ、次い
で信号を慣例の設計の段86で復調することができる。
に構成し得るＮ−パスフィルタ14を有すると共に、フィ
ルタ14の低周波数セクションの直交チャンネルに接続さ
れた追加の多相フィルタ78を有するRF受信機を示す。多
相フィルタ78への信号入力はイメージが30dB以上減衰さ
れた直交位相関係の１対のIF信号とする。第８図のフィ
ルタ58と同様に構成し得るフィルタ78により更に30dB以
上のイメージ信号の追加の減衰を達成し得る。フィルタ
78の出力の一方のみが以後の信号処理に必要とされ、本
例ではこの出力端子をIF信号を通し隣接チャンネル信号
を除去するバンドパスフィルタ80に結合してある。ろ波
した信号の周波数のアップ又はダウン変換を局部発振器
84に接続されたミクサ82により行なうことができ、次い
で信号を慣例の設計の段86で復調することができる。
第13図に示す送信機はマイクロホンで表わした信号源88
を具え、この信号源は変調器90に接続される。IF信号源
92を変調器90に接続して信号源80からの信号を高周波数
に変換する。変調器90の出力は所望信号とイメージ信号
を含んでおり、Ｎ−パスフィルタ14の低周波数部分内の
加算装置94に供給される。Ｎ−パスフィルタ14は、一般
に第２図につき説明したものと同一にすることができ、
また第８図につき説明したように多相フィルタを含むも
のとすることもできる。増幅器36からの出力を直交位相
関係のミクサ40,46にフィードバックし、ここでIF周波
数に周波数変換するミクサ40からの出力の場合にはこの
出力は加算装置94において入力IF信号と加算される。斯
る後にフィルタ14の低周波数フィルタセクション96がそ
の入力端子に供給される信号から不所望なイメージ信号
を除去する。セクション96からのろ波された出力は加算
増幅器36に供給される前にミクサ44,50で最終RF周波数
に周波数変換される。増幅器36からの出力はアンテナ98
に供給れれる出力信号とフィードバック信号になる。
を具え、この信号源は変調器90に接続される。IF信号源
92を変調器90に接続して信号源80からの信号を高周波数
に変換する。変調器90の出力は所望信号とイメージ信号
を含んでおり、Ｎ−パスフィルタ14の低周波数部分内の
加算装置94に供給される。Ｎ−パスフィルタ14は、一般
に第２図につき説明したものと同一にすることができ、
また第８図につき説明したように多相フィルタを含むも
のとすることもできる。増幅器36からの出力を直交位相
関係のミクサ40,46にフィードバックし、ここでIF周波
数に周波数変換するミクサ40からの出力の場合にはこの
出力は加算装置94において入力IF信号と加算される。斯
る後にフィルタ14の低周波数フィルタセクション96がそ
の入力端子に供給される信号から不所望なイメージ信号
を除去する。セクション96からのろ波された出力は加算
増幅器36に供給される前にミクサ44,50で最終RF周波数
に周波数変換される。増幅器36からの出力はアンテナ98
に供給れれる出力信号とフィードバック信号になる。
第１図は本発明に従って構成された無線受信器のブロッ
ク回路図、 第２図はチューナブルＮ−パスフィルタを有する本発明
による無線受信機のRF同調回路の一実施例の詳細回路
図、 第３〜５図はＮ−パスフィルタの動作説明図、 第６および第７図は回路の総合動作の説明図、 第８図は多相フィルタを有する本発明による無線受信機
のRF同調回路の他の実施例の詳細回路図、 第9A〜第11A図及び第9B〜11B図は多相フィルタのＳ−平
面及び関連する振幅／周波数応答をそれぞれ示す図、 第12図は追加の多相フィルタを具える無線受信機のブロ
ック回路図、 第13図はＮ−パスフィルタを含む無線送信機のプロック
回路図である。 10…入力端子、12…加算装置（RF増幅器） 14…チューナブルＮ−パスフィルタ 16,18,24…出力端子、20…受信機残部 26…フィードバックループ 28…帰還増幅器、30…バンドパスフィルタ 32,34…第１及び第２信号路 36,60…加算増幅器 40,44,46,50…第1,第2,第3,第４ミクサ 42,48…ローパスフィルタ 52…局部発振器、54…移相器 58,78…多相フィルタ、62…加算増幅器 64…減算増幅器、66〜72…フィルタ回路 80…バンドパスフィルタ 82…ミクサ、84…局部発振器 86…復調段、88…マイクロホン 90…変調器、92…IF信号源 94…加算装置 96…低周波数フィルタセクション 98…アンテナ
ク回路図、 第２図はチューナブルＮ−パスフィルタを有する本発明
による無線受信機のRF同調回路の一実施例の詳細回路
図、 第３〜５図はＮ−パスフィルタの動作説明図、 第６および第７図は回路の総合動作の説明図、 第８図は多相フィルタを有する本発明による無線受信機
のRF同調回路の他の実施例の詳細回路図、 第9A〜第11A図及び第9B〜11B図は多相フィルタのＳ−平
面及び関連する振幅／周波数応答をそれぞれ示す図、 第12図は追加の多相フィルタを具える無線受信機のブロ
ック回路図、 第13図はＮ−パスフィルタを含む無線送信機のプロック
回路図である。 10…入力端子、12…加算装置（RF増幅器） 14…チューナブルＮ−パスフィルタ 16,18,24…出力端子、20…受信機残部 26…フィードバックループ 28…帰還増幅器、30…バンドパスフィルタ 32,34…第１及び第２信号路 36,60…加算増幅器 40,44,46,50…第1,第2,第3,第４ミクサ 42,48…ローパスフィルタ 52…局部発振器、54…移相器 58,78…多相フィルタ、62…加算増幅器 64…減算増幅器、66〜72…フィルタ回路 80…バンドパスフィルタ 82…ミクサ、84…局部発振器 86…復調段、88…マイクロホン 90…変調器、92…IF信号源 94…加算装置 96…低周波数フィルタセクション 98…アンテナ
Claims (8)
- 【請求項１】同調すべき周波数帯域のイメージ周波数を
抑圧するRF（無線周波数）同調回路であって、RF信号用
入力端子、帰還信号用入力端子及び出力端子を有するRF
増幅器を具え、該RF増幅器の出力端子を局部発振器を含
むＮ−パスフィルタの入力端子に接続し、該Ｎ−パスフ
ィルタの出力端子を帰還路を経て前記RF増幅器の帰還信
号用入力端子に接続して成るRF同調回路において、 前記Ｎ−パスフィルタは、前記RF増幅器の出力端子と加
算増幅器の第１及び第２入力端子との間にそれぞれ接続
された直交位相関係の第１及び第２の信号路を具え、該
加算増幅器の出力端子を前記帰還路に接続して該出力端
子に発生する入力RF信号に対応する出力RF信号を前記帰
還路に帰還信号として供給し、 前記第１信号路は第１ミクサ、第１フィルタ及び第２ミ
クサを直列に含み、第２ミクサの出力端子を前記加算増
幅器の第１入力端子に結合し、 前記第２信号路は第３ミクサ、第２フィルタ及び第４ミ
クサを直列に含み、第４ミクサの出力端子を前記加算増
幅器の第２入力端子に結合し、更に 前記局部発振器の出力を前記第１及び第３ミクサに直交
位相関係で供給すると共に前記第２及び第４ミクサに直
交位相関係で供給する移相手段を具え、 前記帰還路によって前記フィルタの伝達特性の中心周波
数を前記局部発振器の周波数から前記帰還路と前記RF増
幅器の相対利得により決まる量だけシフトせしめ、 前記第２及び第４ミクサの出力端子に発生する信号の単
側波帯のみが前記加算増幅器により発生される出力RF信
号に含まれるようにしたことを特徴とするRF同調回路。 - 【請求項２】前記帰還路は帰還増幅器と低域通過フィル
タを含んでいることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のRF同調回路。 - 【請求項３】前記第１及び第２信号路内のフィルタは低
域通過フィルタであることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のRF同調回路。 - 【請求項４】前記第１及び第２信号路の一方の信号路内
のフィルタの出力端子にIF（中間周波数）出力信号を発
生するようにしてあることを特徴とする特許請求の範囲
第３項記載のRF同調回路。 - 【請求項５】前記第１及び第２信号路を前記加算増幅器
の第１及び第２入力端子にそれぞれ接続する多相フィル
タを含んでいることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のRF同調回路。 - 【請求項６】前記多相フィルタは多相格子形フィルタで
あることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載のRF同
調回路。 - 【請求項７】無線受信機内に組込まれていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のRF同調回路。 - 【請求項８】無線送信機内に組込まれていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のRF同調回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8432010 | 1984-12-19 | ||
| GB08432010A GB2168864A (en) | 1984-12-19 | 1984-12-19 | Radio receiver/transmitter filters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61150416A JPS61150416A (ja) | 1986-07-09 |
| JPH0691477B2 true JPH0691477B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=10571405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60283176A Expired - Lifetime JPH0691477B2 (ja) | 1984-12-19 | 1985-12-18 | Ｒｆ同調回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4696055A (ja) |
| EP (1) | EP0185416B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0691477B2 (ja) |
| KR (1) | KR920007089B1 (ja) |
| DE (1) | DE3585365D1 (ja) |
| GB (1) | GB2168864A (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS63128842A (ja) * | 1986-11-19 | 1988-06-01 | Hitachi Ltd | 適応型キヤリア位相制御装置 |
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| FR2644638B1 (ja) * | 1989-03-14 | 1991-05-31 | Labo Electronique Physique | |
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