DE60027314T2

DE60027314T2 - Einrichtung zur unterdrückung der spiegelfrequenz

Info

Publication number: DE60027314T2
Application number: DE60027314T
Authority: DE
Inventors: Kaveh Kianush
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1999-12-23
Filing date: 2000-12-08
Publication date: 2006-12-28
Anticipated expiration: 2020-12-09
Also published as: DE60027314D1; JP2003518861A; US6771943B2; KR20010108250A; WO2001048909A3; KR100735946B1; CN1357169A; EP1219021A2; US20010027094A1; EP1219021B1; CN1227807C; WO2001048909A2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger, wie er in dem Oberbegriff von Anspruch 1 definiert ist. Der Erfindung bezieht sich außerdem auf ein Verfahren zum Abstimmen eines Empfängers.
Empfänger sind in der Technik bekannt. Eine konventionelle Empfängerarchitektur erfordert externe Komponenten für die Zf/Spiegelfrequenzselektivität, die Zf-Selektivität und die Demodulation. Um die vollständige Integration von Empfängern zu erleichtern, wurden zahlreiche neuartige Architekturen vorgeschlagen. Für ein Rundfunknetzwerk, wo wenig oder keine Information auf der Trägerfrequenz vorhanden ist, beispielsweise GSM oder DAB, ist die Null-Zf-Architektur eine gute Lösung. Aber Rundfunksysteme mit viel Information auf der Trägerfrequenz, beispielsweise AM/FM-Rundfunk, können die Gleichspannungskonsequenzen der Wandlung auf Null-Frequenz nicht tolerieren.
Deshalb wurde die Architektur niedriger Zf vorgeschlagen, um dieses Problem zu lösen. Aber die Wandlung des Signals auf eine sehr niedrige Zf hat den Nachteil, dass vor dieser Frequenzwandlung keine Unterdrückung der Spiegelfrequenz ausgeführt werden kann. Die Abhilfe dagegen ist es, diese Quadratursignalverarbeitung, wie sie in der Technik gut bekannt ist, zu verwenden. Der limitierende Aspekt der Quadratur-Architektur niedriger Zf ist, dass sie integrierte Spiegelfrequenzunterdrückung liefert, die auf der Anpassung von Parametern, wie z.B. Verstärkung und Phase, der Quadraturkanäle basiert. In der Praxis limitiert die Anpassung von Komponenten in einer integrierten Schaltung dies auf etwa 40 dB. Einige Anwendungen, wie beispielsweise das tragbare Mono-FM-Radio, können diese Limitierung akzeptieren. Aber andere Anwendungen, wie beispielsweise FM-Stereo für tragbare und Automobil-Anwendungen, erfordern mindestens 60 dB Spiegelfrequenzunterdrückung. Um dieses Anpassungsproblem zu lösen, wurden eine Anzahl von Korrektur-Algorithmen entwickelt. Unglücklicherweise sind diese Algorithmen nur für digitale Realisierung geeignet. Die in Digitalisierung beinhalteten extra Kosten machen diese Lösungen für Anwendungen des Typs des billigen tragbaren Radios unerreichbar.
Aus dem Europäischen Patent EP-B-0 496 621 ist ein Empfänger mit einer Anzahl von Korrektur-Algorithmen bekannt. Doch dies ist eine teure Lösung und sicher nicht für billigere Anwendungen wie z.B. tragbare Radioempfänger geeignet.
Aus dem Dokument WO 98/34347 A ist ein Empfänger bekannt, der die Mittel gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 umfasst.
Eine Aufgabe der Erfindung ist es, einen Empfänger mit zusätzlicher effektiver Spiegelfrequenzunterdrückung, die für alle Empfängerrealisierungen mit sehr wenig zusätzlicher Komplexität geeignet ist, zu schaffen. Dies wurde mit einem erfindungsgemäßen, wie in Anspruch 1 beschriebenen Empfänger erreicht.
Die Idee der Erfindung ist, nach Belieben den „schwachen" Spiegelpunkt an die Seite des Nutzsignals mit der niedrigsten Zf-Störsignalstärke zu positionieren. Auf diese Weise ist die aktuell wahrgenommene Spiegelfrequenzunterdrückung klar verbessert, obwohl die aktuelle Spiegelfrequenzunterdrückung der Schaltung nicht notwendig verbessert wurde.
Eine Ausführungsform der Erfindung umfasst die Eigenschaften von Anspruch 2.
Eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Empfängers umfasst die Eigenschaften von Anspruch 3.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren ist in Anspruch 4 beschrieben.
Die Erfindung wird anhand von Beispielen beschrieben und mit Bezug auf die Zeichnung hiernach erklärt. Darin zeigen:
1 die Zf-Kanalcharakteristik eines Empfängers nach dem Stand der Technik ohne Spiegelfrequenzunterdrückung;
2 die Zf-Kanalcharakteristik eines Empfängers nach dem Stand der Technik mit komplexer Spiegelfrequenzunterdrückung;
3 ein Beispiel eines typischen Zf-Spektrum des FM-Empfangsbandes;
4 ein Beispiel eines erfindungsgemäßen Empfängers; und
5 ein Beispiel von Zf-Kanalcharakteristiken des erfindungsgemäßen Empfängers.
1 zeigt die Zf-Kanalcharakteristik eines Empfängers nach dem Stand der Technik ohne Spiegelfrequenzunterdrückung und/oder komplexe Zf-Filterung. Hier ist Zf zu 150 kHz (Sollsignal d) gewählt und die Modulation ist zur Einfachheit Schmalband-FM. Aus 1 ist klar, dass die Störsignale (Spiegelfrequenz i bei –150 kHz) überhaupt nicht unterdrückt werden. Dies würde unakzeptable Gleichkanalstörungen verursachen.
2 zeigt die Zf-Kanalcharakteristik eines Empfängers nach dem Stand der Technik mit komplexer Spiegelfrequenzunterdrückung. In 2 ist die Idealsituation mit der gestrichelten Linie gezeigt (keine Spiegelfrequenz i bei –150 kHz). Auch hier ist Zf zu 150 kHz (Sollsignal d) gewählt und die Modulation ist zur Einfachheit Schmalband-FM. Aber da Limitierungen in der Anpassung von Komponenten in realen Situationen auftreten, resultiert diese limitierte Komponenten-Anpassung in der integrierten Schaltung in limitierter Spiegelfrequenzunterdrückung bei –150 kHz.
In 3 ist ein Beispiel eines typischen Zf-Spektrums des FM-Empfangsbandes gezeigt. Hierin ist illustriert, dass die Signalverteilung innerhalb des überfüllten Empfangsbandes eine Zufalls-Beschaffenheit hat. Eine genaue Prüfung solcher Spektren zeigt, dass bei dem Spiegelfrequenzabstand entweder oberhalb oder unterhalb des Nutzsignals ein großes Störsignal vorhanden sein kann, aber fast nie auf beiden Seiten gleichzeitig. Diese statische Verteilung der Signale wird in dieser Erfindung genutzt.
Die Idee der Erfindung ist, nach Belieben den „schwachen" Spiegelpunkt an die Seite des Nutzsignals mit der niedrigsten Zf-Störsignalstärke zu positionieren. Auf diese Weise ist die aktuell wahrgenommene Spiegelfrequenzunterdrückung klar verbessert, obwohl die aktuelle Spiegelfrequenzunterdrückung nicht notwendig verbessert wurde.
In 4 ist ein erfindungsgemäßer Empfänger R gezeigt. Dieser Empfänger umfasst einen Eingang I zum Empfangen eines Antennensignals von einer Antenne AN. Der Eingang I ist über einen ersten Eingang an einen ersten Mischer MIX1 und einen zweiten Mischer MIX2 gekoppelt. An einem zweiten Eingang empfangen die jeweiligen Mischer über einen Teiler DIV und einen Phasenselektor PS ein erstes Oszillatorsignal und ein zweites Oszillatorsignal von einem Oszillator VCO. Der Vorgang wird unten beschrieben.
Ein Ausgang des ersten Mischers MIX1 liefert ein sogenanntes Inphase-Signal IS und ein Ausgang des zweiten Mischers MIX2 liefert ein sogenanntes Quadratur-Signal QS. Beide Ausgänge sind an entsprechende Eingänge von Filtermittel FILM gekoppelt.
Die Filtermittel FILM liefern über einen Begrenzer LIM ein erstes Ausgangssignal und ein zweites Ausgangssignal an Demodulatormittel DEMM. Nach der De modulation des komplexen Signals wird ein demoduliertes Signal an einen Ausgang O geliefert, um ein Audiosignal AS beispielsweise an Lautsprecher (nicht gezeigt) zu liefern.
Der Begrenzer LIM ist auch an einen A/D-Wandler ADC gekoppelt, um ein Signal zu liefern, das eine Anzeige für den HF-Pegel ist. Der A/D-Wandler ADC ist an einen Demultiplexer DMUX und erste Speichermittel LAA und zweite Speichermittel LAB gekoppelt. Die zwei gespeicherten Werte werden in Vergleichsmitteln COM verglichen. Die Vergleichsmittel sind an Steuerungsmittel CM gekoppelt, um über Abstimmmittel TUN ein Signal an den spannungsgesteuerten Oszillator VCO zu liefern. Das Steuerungsmittel CM liefert außerdem ein Signal an den Phasenselektor PS zur Entscheidung, welche Phase für den ersten Mischer MIX1 und den zweiten Mischer MIX2 gewählt wird.
Die Position des Durchlassbereichs der Filtermittel FILM wird durch das Inphase-Signal IS und das Quadratursignal QS bestimmt, die wiederum unter anderem durch die Phasenrichtung des geteilten Oszillatorsignals bestimmt werden. Das Steuerungsmittel CM definiert die Teilerausgangsverbindungen, welche die Phasenrelation setzen.
Die Abstimmprozedur für eine Nutzfrequenz Fa wird nun wie folgt beschrieben.
Zuerst stimme den Empfänger R auf die Frequenz Fa + 2·Zf ab, mit einer willkürlichen aber definierten Einstellung der Ausgangsphase des Teilers DIV und dem Audioausgang O des Empfängers stumm geschaltet. Beachte, dass das Spiegelfrequenzsignal bei einem Frequenzabstand von +2·Zf von dem Nutzsignal sein wird. Messe dann den HF-Pegel dieses Störsignals. Dies kann mit Standard RSSI-Typ Schaltkreisen gemacht werden, die oft in dem Begrenzer LIM enthalten sind. Dieser gemessene HF-Pegel wird in einem Speicher gespeichert. Eine einfache Implementierung ist wie in 4 gezeigt, wo zuerst der HF-Pegel mit dem A/D-Wandler ADC von analog zu digital umgewandelt wird, gefolgt von Demultiplexen in dem Demultiplexer DMUX und Speichern in einem Latch, beispielsweise dem ersten Latch LAA.
Danach wird der Empfänger auf Fa – 2·Zf abgestimmt, mit derselben Phase des Teilers DIV und dem Audiosignal immer noch stumm geschaltet. Wieder wird das HF-Pegelsignal gemessen und in dem zweiten Latch LAB gespeichert. Die Zf-Charakteristik für diesen Modus ist in 5 gezeigt. Die Ergebnisse dieser HF-Signalstärkenmessungen werden dann verglichen, um die Position des niedrigeren Störsignals zu bestimmen.
Der Empfänger wird dann auf die aktuelle Frequenz Fa abgestimmt, wobei das Steuerungsmittels CM die Teiler-DIV-Ausgangsphase so einstellt, dass die Spiegelfrequenz der Filtermittel auf das niedrigere Störungssignal fallen würde. Der Abstimmvorgang ist nun komplett und die Stummschaltung des Audiosignals wird aufgehoben.
Deshalb ist jeder Abstimmvorgang eines erfindungsgemäßen Empfängers in drei (3) separate Schritte unterteilt, nämlich zwei (2) Messschritte und einen (1) finalen Abstimmschritt. Die Koordination der individuellen Schritte wird automatisch durch den Steuerungsalgorithmus des Steuerungsmittels ausgeführt. Vorzugsweise ist sich der Benutzer dieser separaten Vorgänge nicht bewusst, da sie während der üblichen Audio-Stummschaltungs-Zeit des Abstimmvorgangs ausgeführt werden. Obwohl die Spiegelfrequenzunterdrückung nicht in exakten Figuren ausgedrückt werden kann, deuten typische Spektralmessungen (siehe 3) darauf hin, dass effektiv eine 20-dB-Spiegelfrequenzunterdrückung erreichbar ist. Das macht die Architektur niedriger Zf für FM-Stereo-Anwendungen geeignet.
Die Prinzipien hinter dem obigen Algorithmus können auch auf andere Empfängersysteme angewendet werden, ungeachtet des Modulationsschemas oder der Zf-Wahl.
Text in der Zeichnung:
1: IF = Zf
4: RFLevel = HF-Pegel

Claims

Empfänger (R), der Folgendes umfasst: einen Eingang (I) zum Empfangen eines Antennensignals, einen Ausgang (O) zum Liefern eines Audiosignals, erste Mischmittel (MIX1) und zweite Mischmittel (MIX2) zum Mischen des Antennensignals mit einem ersten lokalen Oszillatorsignal und einem zweiten lokalen Oszillatorsignal, um ein Inphase-Signal (IS) und ein Quadratur-Signal (QS) zu erhalten, Filtermittel (FILM), die mit den ersten und zweiten Mischmitteln (MIX1, MIX2) verbunden sind und zum Filtern des Inphase-Signals (IS) und des Quadratur-Signals (QS) vorgesehen sind, Demodulationsmittel (DEMM), die mit den Filtermitteln (FILM) verbunden sind und zum Demodulieren des gefilterten Quadratursignals vorgesehen sind, und einen Oszillator (VCO) zum Liefern des ersten lokalen Oszillatorsignals und des zweiten lokalen Oszillatorsignals an die ersten Filtermittel (MIX1) und die zweiten Filtermittel (MIX2), dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger (R) Folgendes umfasst: Messmittel (LIM), die mit den Filtermitteln (FILM) verbunden sind und vorgesehen sind, einen ersten Störpegel bei einer ersten Frequenz (Fa + 2·Zf) mit einem ersten vorbestimmten Frequenzabstand (+2·Zf) von einer Empfangsnutzfrequenz (Fa) und danach einen zweiten Störpegel bei einer zweiten Frequenz (Fa – 2·Zf) mit einem zweiten vorbestimmten Frequenzabstand (–2·Zf) von der Empfangsnutzfrequenz (Fa) zu messen, wobei der zweite Frequenzabstand (–2·Zf) denselben Wert aber das entgegengesetzte Vorzeichen wie der erste Frequenzabstand (+2·Zf) hat, Vergleichsmittel (COM), die mit den Messmitteln (LIM) verbunden sind und vorgesehen sind, den gemessenen ersten Störpegel und den gemessenen zweiten Störpegel zu vergleichen, Auswahlmittel (PS) zum Wählen der Frequenz mit dem niedrigsten Störpegel aus der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz, und ein Steuerungsmittel, das zwischen die Vergleichsmittel (COM) und den Oszillator (VCO) gekoppelt ist, und vorgesehen ist, abhängig von dem Vergleichsergebnis den Oszillator (VCO) so zu steuern, dass der Empfänger das Nutzempfangssignal empfängt und die Spiegelfrequenz auf die ausgewählte Frequenz mit dem niedrigsten Störpegel fällt.
Empfänger (R) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerungsmittel (CM) außerdem ein Steuerungssignal an den zwischen den Oszillator (VCO) und die Mischmittel (MIX1, MIX2) gekoppelten Phasenselektor (PS) liefert.
Empfänger^® nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messmittel (LIM) an einen A/D-Wandler (ADC) gekoppelt sind und der A/D-Wandler (ADC) an einen Demultiplexer (DMUX) und weitere Speichermittel (LAA, LAB) zum Speichern des gemessenen Störpegels gekoppelt ist.
Verfahren zum Abstimmen eines Empfängers (R) auf eine Nutzfrequenz (Fa) mit einer ersten Messung eines ersten Störpegels bei einer ersten Frequenz (Fa + 2·Zf) mit einem ersten vorbestimmten Frequenzabstand (+2·Zf) von der Nutzfrequenz (Fa) und danach einer zweiten Messung eines zweiten Störpegels bei einer zweiten Frequenz (Fa – 2·Zf) mit einem zweiten vorbestimmten Frequenzabstand (–2·Zf) von der Nutzfrequenz (Fa), wobei der zweite Frequenzabstand (–2·Zf) denselben Wert aber das entgegengesetzte Vorzeichen wie der erste Frequenzabstand (+2·Zf) hat, einem Vergleich des gemessenen ersten Störpegels und des gemessenen zweiten Störpegels und einem Auswählen der Frequenz mit dem niedrigsten Störpegel aus der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz und ein solches Abgleichen des Empfängers auf die Nutzfrequenz (Fa), dass die Spiegelfrequenz auf die gewählte Frequenz mit dem niedrigsten Störpegel fällt.