CN1137544C - 全局调谐设备 - Google Patents

Abstract

一个调谐设备包括一个振荡器，分频装置用于分频振荡器信号和一个混频器，适用于全局调谐设备应用，即美国/欧洲/日本没有任何硬件改变。该调谐设备包括分频装置用于分频振荡器信号。该分频装置是在至少两个值之间转换的。

Description

全局调谐设备

本发明涉及一个具有用于接收输入信号的输入端的调谐设备，所说调谐设备包括一个用于产生振荡信号的振荡器，用于分频该振荡信号的分频装置，以及一个混频器，用于将该输入信号同该振荡器信号相混频，以及一个输出端，用于提供输出信号。本发明具体涉及但不仅仅涉及一个全局FM调谐设备。

术语调谐设备在此被解释为一个集成的调谐设备电路和解释为包括一个或多个集成电路和另外的分立元件的一个调谐设备模块。

本发明还涉及接收输入信号的一种方法，包括产生振荡器信号，分频该振荡器信号，用输入信号同振荡器信号混频以及提供输出信号的步骤。

例如在世界各处对FM接收频带存在着不同的标准。欧洲和US标准的不同之处在于通道间隔和予加重，但具有接近相同的频率限制，在欧洲为87.5-108MHz，而在USA为87.9-107.9MHz。通道间隔和频带限制可以是软件可编程参数。在某些立体声解码器中，去加重值也是一个软件可控参数，例如菲利浦的CASP IC TEA 6880。

因此，对于一个USA/欧洲FM调谐设备而言不需要硬件变化，即，一个FM调谐设备既可在欧洲使用，也可在USA使用。

然而，对于日本和西欧的频率频带不是这种情况。在日本，FM频带范围在76和91MHz之间。该振荡器频率被设置成低于要求通道的频率，其目的是在镜频位置即IF＝-10.7MHz避开TV传输频率。因此，一个全局调谐设备可能要求一个很大的范围复盖日本频带以及其他国家的频带；一个VCO的频率范围是从65.3MHz到118.7MHz。如本专业技术人员所知，这要求变容二极管的容量变化大于3.3。在实际上，由于杂散电容，可能要求电容比大于4。

但是，不幸的是，调谐电压通常是受到限制的。例如，在车辆无线电应用中，电源电压仅8.5V，由于在电源电路中波纹和/或稳压器容差，这个电压能降到8V。已知的PLL充电泵的饱和电压还将可利用的调谐电压减小到约7.5。但是为保持接收机的调谐设备前端的良好的跟踪和线性，对调谐电压的下限应当不低于2V。剩余调谐电压范围太窄，以致在这些频率的应用中用变容二极管不能得到所要求的电容变化。因此，对于在日本FM的应用的调谐设备前端中标准的解决途径是使用不同的元件。

非要求的信号的频率指的是镜频或镜像信号。

如在菲利浦的IC TEA 6840已进行的那样，即是在日本频带中通过设置振荡器的频率高于要求的通道频率，上述问题将能得到解决，这将降低频率范围到87.6-118.7MHz；以及通过应用汇集的镜像注入来降低在该镜像频率处因TV传输频率的干扰。

振荡器工作在两倍于要求的频率上，以便在2分频之后得到一个相移，该相移被要求来得到具有相位差为0和90度的一个振荡器信号。

TEA 6840提供了一种全局调谐设备的应用，但仍然遇到许多缺陷。甚至只有70dB的镜像抑制，当与振荡器频率低于要求的通道频率的接收机比较时在日本在某些场合的FM接收可能是低劣的，在那里在镜像频率处无TV传输频率(如在日本被标准化的那样)。此外，日本频带的下限调谐电压仅约1V。这种低调谐电压降低了该调谐设备前端的第三阶互调特性。

该问题在西欧频带中甚至更大，因为在那里最低的调谐电压只有0.3V。在此情况下，振荡器频率不要求低于要求通道的频率，但接收频带始于很低的65MHz的频率。

本发明的目的在于提供一种全局调谐设备，它不具有上述调谐设备的缺陷，并可能进一步调谐到日本频带，其振荡器频率低于要求通带的频率，无任何硬件变化以及具有可接受的最小调谐电压。为此，本发明的第一个方面提供如在权利要求1中限定的一种调谐设备。本发明的第二个方面提供如在权利要求6中限定的一种音频接收机。本发明的第三方面提供如在权利要求7中限定的一种接收信号的方法。

通过使用能在至少两个值之间切换的分频装置，使得有可能例如使用欧洲和USA使用的因子为2的分频，以及例如使用日本以及例如西欧使用的因子为3的分频。对日本而言，这使得用IF＝-10.7MHz成为可能，因为分频因子3将产生实际的振荡器频率，并因此调谐电压粗调到与欧洲和US频带相同的范围。

参照在下面将描述并表示在附图中的实施例将明白能选择用于实施本发明的附加特征和优点。

图1示意地表示一种现有技术的调谐设备，

图2示意地表示按本发明的调谐设备，和

图3详细表示按本发明的一个实施例。

图1示意表示菲利浦的TEA 6840的现有技术调谐设备T。该调谐设备在输入端1接收一个FM RF信号S1.输入端1通过RF滤波器F1连接到包括第一和第二混频器M1和M2的混频装置M。混频器的各个其他的输入端从具有90度相位差的分频装置D接收一个信号。分频装置的一个输入端从振荡器0接收一个振荡器信号S0。在该实施例中，振荡器0是一个压控振荡器(VCO)，它从调谐系统TS接收一个电压信号Vt。信号Vt还加到滤波器F1。

调谐系统TS由总线B控制。分频装置D用2分频信号S0。振荡器工作在两倍于要求的频率上，以便在由分频装置用因子2分频后得到要求得到相位差为0和90度的振荡信号的一个相位移。

按此方法，实践已证实可能得到70dB的总的镜像抑制。

TEA 6840能提供一种全局调谐设备的应用，但仍然遇到许多缺陷。甚至只有70dB的镜像抑制，当与振荡器频率低于要求的通道频率比较接收机时，例如在日本某些场合的FM接收是/可能是低劣的，如在日本，在那里在镜频频率处无TV传输频率。此外，日本频带的下限调谐电压仅约1V。这种低调谐电压降低了该接收机前端的第三阶互调特性。该问题在西欧频带中甚至更大，因为在那里最低的调谐电压只有0.3V。在此情况下，振荡器频率不要求低于要求通道的频率，但接收频带始于很低的65MHz的频率。

下面表表示TEA 6840的FM频率限制以及它们的相应的典型的调谐电压。

频带       Fant(MHz      IF(MHz)   分频器    Fvco(MHz)      Vtune(V)

欧洲       87.5-108      +10.7     2         196.4-237.4    2.3-5.5

美国       87.9-107.9    +10.7     2         197.2-237.2    2.3-5.5

日本       76-91         +10.7     2         173.4-203.4    1.1-2.6

西欧       65-74         +10.7     2         151.4-169.4    0.3-1.1

图2示意表示按本发明的调谐设备T2的一部分。与图1相同的元件具有相应的标号。调谐设备T2的一个输入端21接收一个FM RF信号S21。经滤波器F21滤波之后，信号加到混频装置M2。混频器的另一输入端从分频装置D2接收一个信号。分频装置能用2或3对在其输入端从振荡器02接收的信号S20分频。

对于运行在欧洲或在USA，分频装置将用2对输入信号分频，即用与TEA 6840相同的因子分频输入信号。

对于运作在日本，分频装置的输入信号用了分频。按此方法，振荡器频率，而由此调谐电压范围产生粗略地与在欧洲和USA的相同。

混频装置的输出通过滤波信号的滤波器F22连接到解调器DEM，用于解调信号到AF信号SAF，并将该信号加在输出端22上。

图3详细表示按本发明的一种调谐设备T3的例子。同样，该调谐设备的一输入端31接收加到滤波的F31的一个FM RF信号S31。经滤波的信号加到具有两个混频器M31和M32混频装置M3。混频器的其他输入端从分频装置D3接收两个相位相差90度的信号。

在该例中，分频装置D3包括两个分频器D31和D32。工作时，分频器D31将来自振荡器03的输入信号用2分频。在两个输出端上施加相位差90度的经分频的信号。另一分频器D32是根据行波分频器原理工作的一个分频器。该分频器工作时也从振荡器03接收信号，但用3而不是用2分频该信号。分频器之一在某时刻工作，分频器D31按在欧洲和在USA工作，而分频器D32按日本(也按在西欧)工作。为选择分频器工作，总线B3对它们送一信号。

要指出的是，各个分频器是交替输出的，即0和90度信号正改变位置。使该调谐设备工作于日本在IF＝-10.7MHz而不是+10.7MHz就可做到。

在日本调谐设备应用中，通过从低于要求信号频率转换IF设置到-10.7MHz。而应用3分频将产生实际的VCO频率，而因此产生调谐电压将粗略地调到与欧洲和US频带相同的范围。新的VCO频率以及其相应的调谐电压在下表给出。

频带    Fant(MHz)    IF(MHz)  分频器  Fvco(MHz)      Vtune(V)

欧洲    87.5-108     +10.7     2      196.4-237.4    2.3-5.5

美国    87.9-107.9   +10.7     2      197.2-237.2    2.3-5.5

日本    76-91        -10.7     3      195.9-240.9    2.3-5.9

西欧    65-74        +10.7     3      227.1-254.1    4.5-7.2

西欧    65-74        -10.7     3      162.9-189.9    0.7-1.9

加到混频装置的振荡器频率是偏移值，即所要求天线频率(Fant)的IF值，而这是在无线电调谐实践中的一般知识。如果有必要的话，通过对欧洲/USA和日本(以及西欧)使用不同的分频值，将IF从IF＝+10.7MHz改变到IF＝-10.7MHz，则调谐范围将能基本上等于欧洲/USA和日本所要求的范围。

振荡器03可以实施成一个压控振荡器(VCO)，它通过一个充电泵CP和一个环路滤波器LF从一个调谐系统TS3接收一个调谐电压Vt。该调谐系统还从该振荡器接收该输出信号。调谐系统TS3连接到总线B3以便交换信息。

混频装置M3实施成正交混频装置以改善滤波性能。混频装置的输出连接到称为Hilbert的变压器HT，后者将两个输出信号加到具有一正和一负输入端的加法装置。加法装置的输出通过一个通道滤波器CF和一个限幅器LIM连接到解调器DEM3，解调器连接到AFC电路。如果该全局调谐设备能运行在IF＝-10.7MHz或+10.7MHz，则AFC电路将接收通过总线B3来自该调谐系统TS的一瞬间使用的IF值。

解调器DEM3在调谐设备T3的一个输出端32上施加信号SAF。

为保持该调谐设备和该接收机固有的镜频抑制，用3分频将提供正交输出。这可按若干方法能实现。一种方法是使用具有50％占空比和无源相移网络的标准CRL分频器电路。一种简单的方法是使用行波分频器原理直接同步正交本振信号。在欧洲和美国应用模式中，实施用2分频，而在日本模式中实施用3分频。

当然，通信总线B3保证在一个时刻仅一个分频器是工作的。

经分频的正交振荡器结合Hilbert变压器和宽带正交相移网络衰减镜像频率。然而，当IF频率由+10.7MHz变化到-10.7MHz时，相位参考将反向。此外，衰减的将是所要求的信号而不是镜频信号。这可用各种方法能得到。最简单的技术是相对2分频电路反转3分频输出端的极性(如图3所示)。另一个可能性是反转加法电路SUM一个输入端的极性。当IF为-10.7MHz时，FM解调器的输出也反转其极性。因此，如果使用一AFC电路，如图3，极性将复原。总线B3可用于切换解调器极性。

用3分频的新型的全局调谐设备还提供一种新的可能性用于调谐西欧频率频带。如图3所示，可实施IF＝-10.7MHz方案。现在最小调谐电压范围已升至0.7V，这对充电泵CP饱和电压留有更多的余地。另一可能性是转到+10.7MHz，这使最小调谐电压高为4.5V。然而，电路实施将要求在加法电路上一个输入端极性改变以便保持相应频率上的镜像衰减。

根据一些例子前面已说明了本发明的想法。本领域的技术人员将会意识到在本发明涉及的范围内的许多不同的解决方案。

术语调谐设备这里解释为一个集成的调谐设备电路和一个包括一个或多个集成电路和其它分立元件的调谐设备模块。

本发明可以不仅用在(便携式)音频接收机中，而且还用于(便携式)电视接收机和/或在车辆音频装置中等等。

Claims (7)

1.具有用于接收输入信号的一个输入端的调谐设备，所说的调谐设备包括：

一个振荡器用于产生一个振荡信号；

分频装置用于将振荡器信号分频，形成被分频的振荡信号，所述分频装置由调谐控制器控制在至少两个值之间切换；

用于在正和负偏移之间切换振荡器的装置；

一个混频器，用于将输入信号与分频的振荡器信号混频；

输出端，用于提供一个输出信号。

2.如权利要求1的调谐设备，其特征在于，所述至少两个值是2和3。

3.如权利要求1的调谐设备，其特征在于，振荡器的偏移是IF值，其值是在IF＝+10.7MHz和IF＝-10.7MHz之间可切换的。

4.一个集成电路包括一个如权利要求1的一个调谐设备。

5.一个音频接收机包括一个如权利要求1要求的一个调谐设备。

6.接收一个输入信号的一种方法，包括步骤：

产生一个振荡器信号；

在至少两个值之间可切换地分频振荡器信号；

在一个正偏移和一个负偏移之间切换振荡器信号；

将一个分频振荡器信号和输入信号混频；

提供一个输出信号。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，至少两个值是2和3。