EP0852866A2 - Empfängerarchitektur zum empfangen von winkelmodulierten/-getasteten trägersignalen - Google Patents

Empfängerarchitektur zum empfangen von winkelmodulierten/-getasteten trägersignalen

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EP0852866A2
EP0852866A2 EP96945146A EP96945146A EP0852866A2 EP 0852866 A2 EP0852866 A2 EP 0852866A2 EP 96945146 A EP96945146 A EP 96945146A EP 96945146 A EP96945146 A EP 96945146A EP 0852866 A2 EP0852866 A2 EP 0852866A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
component
amplifier
synthesizer
receiver architecture
signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP96945146A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Uwe Sydon
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Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP0852866A2 publication Critical patent/EP0852866A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
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    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
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    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
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    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers

Definitions

  • Receiver architecture for receiving angle-modulated / -sampled carrier signals
  • the invention relates to a receiver architecture for receiving angle-modulated / keyed carrier signals according to the preamble of patent claim 1.
  • Receiver architectures of the type described above are used in communications engineering wherever an RF signal serving as a carrier, which is connected by modulation to an analog or digital LF signal to contain the information to be transmitted, is reprocessed by demodulation.
  • an analog or digital LF signal Depending on the use of an analog or a digital LF signal, a distinction is made between an analog or digital type of modulation or demodulation. To distinguish the two types, the term "keying" is used for digital modulation or demodulation.
  • modulation or demodulation for each type of modulation or demodulation (analog or digital). A distinction is made here between amplitude, frequency and phase modulation or amplitude, frequency and phase demodulation. In addition, there are numerous derivatives of the above-mentioned types of modulation or demodulation (e.g. GFSK, GMSK, etc.), particularly in the case of digital modulation or demodulation.
  • modulation or demodulation e.g. GFSK, GMSK, etc.
  • the frequency and phase modulation or frequency and phase demodulation is also referred to as angle modulation or demodulation.
  • the above statements relate to a single RF signal to be modulated or demodulated, which is used for message transmission in a message system, for example a Mobile radio system or cordless telecommunications system, a limited group of participants is available.
  • the time and / or frequency range is preferably used.
  • TDMA and / or FDMA method Time Division Multiple Access; Frequency Division Multiple Access
  • CDMA method Code Division Multiple Access
  • the GSM standard the basis for digital European mobile radio networks
  • Pages 137 to 152 including the derivative DCS1800 and the amer.
  • Version ADC and Japanese version JDC as well as in cordless telecommunication technology according to the DECT standard (Digital European Cordless Telecommunication; cf. Communications Engineering Electronics 42 (Jan./Feb. 1992), No.l, Berlin; U.
  • Pilgrims "Structure of the DECT standard"; pages 23 to 29) including the American Version WCPS, the CT2 and CT3 standard (Cordless Telecommunication), receiver architectures are therefore used to receive angular-keyed carrier signals whose frequencies in the GSM system are in a frequency band between 890 MHz and 960 MHz and in the DECT system are in a frequency band between 1880 MHz and 1900 MHz.
  • the homodyne receiver has the advantage over the heterodyne receivers that the homodyne receiver architecture can be integrated more easily.
  • the heterodyne receiver has the advantages over the homodyne receivers that the selectivity can easily be defined by a bandpass filter at the intermediate frequency and the frequency of the variable oscillator and that the demodulation takes place at a relatively low frequency.
  • the homodyne receiver is also not particularly suitable for TDMA systems because the majority of the system amplification is carried out in the baseband amplifier.
  • a homodyne receiver (Direct Conversion Receiver) known from GB-2,286,950 A1, which has a single-stage synthesizer SYN typical of homodyne receivers with an upstream low-noise amplifier VS and bandpass filter BPF and with a downstream limiting device LE and Decoder DE contains.
  • a limiting device LE an "in phase” component (I component) and a quadrature component (Q component) of the signal to be demodulated by adding or subtracting the I component and Q- Component two additional components (eg an A component and B component) are generated. This increases the angular resolution in the complex I / Q plane.
  • the components are also hard limited (limit), which results in the states "1" or "-1" for the I, Q, A and B components.
  • An angle-keyed signal eg the GFSK signal
  • the current frequency of the carrier is changed by + ⁇ f or - ⁇ f in the GFSK modulation.
  • the change by + ⁇ f corresponds, for example, to a logical "1", while the change by - ⁇ f consequently corresponds to a logical "0".
  • the frequency shift / change ⁇ ⁇ f corresponds to a rotation of the pointer by ⁇ clockwise (for example with a logical "1") or counterclockwise (for example with a logical 'O').
  • the direction of rotation of the pointer in the complex I / Q plane must therefore be determined for the GFSK signals
  • the amount of the change in angle (frequency change) depends on the modulation index used ⁇ , at least one further coordinate system is generated, this additional coordinate system being formed, for example, by the A component and B component.
  • FIG. 2 shows the complex plane with the unit circle and two coordinate systems, the I / Q coordinate system and the A / B coordinate system, which are shifted from one another by 45 °.
  • the unit circle is thus divided into eight sectors of equal size.
  • four quadrants I, II, III, IV can be recognized, in which the pointer can be located.
  • In each coordinate system there are thus two sectors for the possible position of the pointer.
  • the actual position of the pointer results from the intersection of two sectors. This is shown using the following example:
  • the common intersection is sector 1.
  • the data can be reconstructed if the modulation index is large enough to ensure that a sector is always exceeded, or to put it another way, the number of sectors (and thus the angular resolution) should be chosen such that the minimal change in angle (depending on the modulation index) always brings about a sector change.
  • the object on which the invention is based is to specify a receiver architecture for receiving angle-modulated / -sampled carrier signals which can be demodulated / decoded for an amplitude spectrum of the carrier signal which is possible through the use of the receiver architecture, even with small modulation indices.
  • the low-noise amplifier connected upstream of the receiver synthesizer is either switched off as a function of the field strength received with the carrier signal, and the mixer / mixers in the synthesizer are therefore no longer restricted / are (claim 3) or the amplifier is designed so that the maximum output line of the amplifier with the possible amplitude spectrum of the carrier signal never lies above the compression point of the mixer / mixers in the synthesizer (claim 2).
  • the fact that the amplifier limits in this case is unproblematic because the carrier signal has a constant envelope at this time.
  • the synthesizer can be single-stage or multi-stage. According to claim 4, the synthesizer is advantageously designed in two stages, as shown in FIG. 3.
  • FIG. 3 shows, starting from the known homodyne receiver according to FIG. 1, a receiver architecture modified with respect to the SYN synthesizer, which combines the advantages of a homodyne receiver with those of a heterodyne receiver.
  • the receiver shown in FIG. 3 is therefore also referred to as a quasi-homodyne receiver.
  • the local oscillators typical of a homodyne and heterodyne receiver for frequency conversion must be integrated (complete integration).
  • a first local oscillator LO1 of a first synthesizer stage SYNS1 in the synthesizer SYN is therefore operated at a fixed frequency.
  • the bandwidth of the synthesizer SYN can be chosen to be very large, so that the phase noise in the region of interest is essentially determined by the stability of a reference oscillator which is not shown in FIG. 3. Since the frequency of the first local oscillator L01 cannot be changed, the direct conversion architecture typical of the homodyne receiver is not possible due to the lack of channel selection.
  • the signal received via the antenna filtered in the bandpass filter BPF and amplified in the low-noise amplifier VS (low noise amplifier), e.g. B. in a DECT receiver architecture, the DECT signal is therefore converted to an intermediate frequency in the first synthesizer stage SYNS1.
  • the low-noise amplifier VS low noise amplifier
  • no channel selection is carried out.
  • a mixer arrangement MA (configuration) is used in a second synthesizer stage SYNS2 following the first synthesizer stage SYNS1 with regard to the mixers used in this stage converts the received signal converted into the baseband and at the same time suppresses the image frequencies that occurred in the first synthesizer stage SYNS1.
  • the configuration for image frequency suppression is also referred to as an "image rejection mixer” configuration.
  • the mixer arrangement MA in the second synthesizer stage SYNS2 is operated to suppress the mirror frequencies by a second local oscillator L02, which, in contrast to the first local oscillator LO1, can be set in frequency. This achieves the channel selection or channel selection already mentioned above.
  • the components formed by the mixer arrangement for image frequency suppression are combined to form an I component and a Q component - analogously to the conditions in the homodyne receiver.
  • the channel selection in the baseband is then implemented, as in the known homodyne receiver according to FIG. 1, by low-pass filters in the I branch and Q branch.
  • additional components, an A component and a B component can be produced by weighted addition or subtraction of the I component and Q component, in accordance with GB 2,286,950 A1 .
  • the angular resolution in the complex plane can be increased by a coordinate system additionally obtained in this way in the complex plane. With this improved angular resolution, reception signals with a small modulation index can thus also be decoded in the decoding device DE.
  • the amplifier VS has a) a limiting circuit BS, which is designed so that the maximum output power of the amplifier VS in the possible amplitude spectrum of the received signal is never above the compression point of the following mixer, or b) a connection to a microprocessor MP, which the amplifier VS at large signal amplitudes of the received signal, for example switches off based on the evaluation of measured field strengths of the received signal.
  • the microprocessor MP can, for example, that in FIG. 1 of WO 94 / 10764 DECT controller DECT-C or the DECT controller or main controller M-CT shown in FIG. 1 of WO 94/10812.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

Um von einer Empfängerarchitektur empfangene winkelmodulierte/-getastete Trägersignale für ein durch die Verwendung der Empfängerarchitektur vorgegebenes Amplitudenspektrum des Trägersignales selbst bei kleinen Modulationsindizes demodulieren/dekodieren zu können, wird ein einem Synthesizer (SYN) des Empfängers vorgeschalteter rauscharmer Verstärker (VS) entweder in Abhängigkeit von der mit dem Trägersignal empfangenen Feldstärke abgeschaltet oder so ausgebildet, daß die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers (VS) bei dem möglichen Amplitudenspektrum des Trägersignals nie über den Kompressionspunkt des Mischers/der Mischer in dem Synthesizer (SYN) liegt.

Description

Beschreibung
Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/-ge¬ tasteten Trägersignalen
Die Erfindung betrifft eine Empfängerarchitektur zum Empfan¬ gen von winkelmodulierten/-getasteten Trägersignalen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Empfängerarchitekturen der vorstehend bezeichneten Art werden in der Nachrichtentechnik überall dort eingesetzt, wo ein als Träger dienendes, durch Modulation mit einem die zu übertra¬ gende Information enthaltenden analogen oder digitalen NF-Si¬ gnal verbundenes HF-Signal durch Demodulation wieder aufbe- reitet wird. In Abhängigkeit von der Verwendung eineε analo¬ gen oder eines digitalen NF-Signals unterscheidet man zwi¬ schen einer analogen oder digitalen Modulations- bzw. Demo- dulationsart. Zur Unterscheidung der beiden Arten wird für die digitalen Modulation bzw. Demodulation der Begriff "Tastung " verwendet.
Für jede Modulations- bzw. Demodulationsart (analog oder di¬ gital) gibt es jeweils verschiedene Modulations- bzw. Demodu- lationsformen. Man unterscheidet dabei zwischen einer Ampli- tuden-, Frequenz- und Phasenmodulation bzw. Amplituden-, Fre¬ quenz- und Phasendemodulation. Darüber hinaus gibt eε insbe¬ sondere bei der digitalen Modulations- bzw. Demodulationsart zahlreiche Derivate zu den vorstehend genannten Modulations¬ bzw. Demodulationsformen (z.B. GFSK, GMSK, etc.) . Die Fre- quenz- und Phasenmodulation bzw. Frequenz- und Phasendemodu¬ lation wird auch als Winkelmodulation bzw. -demodulation be¬ zeichnet.
Die vorstehenden Ausführungen beziehen sich auf ein einzelnes zu modulierendes bzw. demodulierendes HF-Signal, das für die Nachrichtenübertragung in einem Nachrichtensystem, z.B. einem Mobilfunksystem oder Schnurlos-Telekommunikationssystem, ei¬ nem begrenzten Teilnehmerkreis zur Verfügung steht.
Um den Teilnehmerkreis zu erhöhen, wird die Anzahl der Dimen- sionen für die analoge oder digitale Modulation bzw. Demodu¬ lation erhöht. Dazu werden vorzugsweise der Zeit- und/oder Frequenzbereich ausgenutzt. Alternativ dazu ist es auch mög¬ lich, den durch den Zeit- und Frequenzbereich definierten Übertragungskanal zusätzlich durch unterschiedliche Codierun- gen auszunutzen. Bei der Ausnutzung des Zeit- und/oder Fre¬ quenzbereiches spricht man von einem TDMA- und/oder FDMA-Ver- fahren (Time Division Multiple Access; Frequency Division Multiple Access). Bei der Ausnutzung des Zeit- und Frequenz¬ bereich in Verbindung mit der Verwendung unterschiedlicher Codierungen spricht man von einem CDMA- Verfahren (Code Divi¬ sion Multiple Access) .
In der Mobilfunktechnik nach dem GSM-Standard (Groupe Specia- le Mobile oder Global System for Mobile Communication; vgl. Informatik Spektrum 14 (Jun. 1991), No.3, Berlin; A. Mann:
"Der GSM-Standard - Grundlage für digitale europäische Mobil¬ funknetze" ; Seiten 137 bis 152) einschließlich des Derivats DCS1800 und der amerik. Version ADC und jap. Version JDC so¬ wie in der Schnurlos-Telekommunikationstechnik nach dem DECT- Standard (Digital European Cordless Telecommunication; vgl. Nachrichtentechnik Elektronik 42 (Jan./Feb. 1992), No.l, Ber¬ lin; U. Pilger: "Struktur des DECT-Standards" ; Seiten 23 bis 29) einschließlich der amerik. Version WCPS, dem CT2- und CT3-Standard (Cordless Telecommunication) werden daher Emp- fängerarchitekturen zum Empfangen von winkelgetasteten Trä- gersignalen eingesetzt, deren Frequenzen bei dem GSM-System in einem Frequenzband zwischen 890 MHz und 960 MHz und bei dem DECT-System in einem Frequenzband zwischen 1880 MHz und 1900 MHz liegen.
Beim Aufbau eines Empfängers - z.B. für die vorstehend ge¬ nannten Systeme - unterscheidet man generell zwischen einem Homodynempfänger (Direktempfänger) oder Heterodynempfängern (Oberlagerungsempfänger) mit einfacher oder doppelter Fre¬ quenzumsetzung. Der Homodynempfänger hat gegenüber den He¬ terodynempfängern den Vorteil, daß die homodyne Empfängerar- chitektur höher integrierbar ist. Der Heterodynempfänger hat gegenüber den Homodynempfängern die Vorteile, daß die Selek¬ tivität durch ein Bandpaßfilter bei der Zwischenfrequenz und der Frequenz des variablen Oszillators leicht definiert wer¬ den kann und daß die Demodulation bei einer relativ niedrigen Frequenz stattfindet. Der Homodynempfänger ist zudem nicht besonders gut für TDMA-Systeme geeignet, weil der größte Teil der Systemverstärkung im Basisbandverstärker vorgenommen wird. Diese Verstärker reagieren aber auf sehr niederfrequen¬ te Signale und sind daher sehr empfindlich gegenüber Ein- Schwingvorgänge, die durch das Umschalten zwischen einem Sen¬ demodus und einem Empfangsmodus in den TDMA-Systemen entste¬ hen (vgl. ntz Bd.46 (1993), Heft 10, Seiten 754 bis 757).
FIG 1 zeigt einen aus der GB-2,286,950 AI bekannten Homo- dynempfänger (Direct Conversion Receiver) , der einen für Ho¬ modynempfänger typischen einstufigen Synthesizer SYN mit ei¬ nem vorgeschalteten rauscharmen Verstärker VS und Bandpaßfil¬ ter BPF und mit einer nachgeschalteten Limitiereinrichtung LE und Dekodiereinrichtung DE enthält. Mit der Limitiereinrich- tung LE können zu einer "In Phase"-Komponente (I-Komponente) und einer Quadratur-Komponente (Q-Komponente) des zu demodu¬ lierenden Signals durch Addition bzw. Subtraktion der I-Kom¬ ponente und Q-Komponente zwei weitere Komponenten (z.B. eine A-Komponente und B-Komponente) erzeugt werden. Dadurch wird die Winkelauflösung in der komplexen I/Q-Ebene erhöht. Für die Demodulation in der Dekodiereinrichtung DE werden die Komponenten (Signale) außerdem hart begrenzt (limitiert), wo¬ durch die Zustände "1" oder "-1" für die I-, Q-, A- und B- Komponenten entstehen. Ein winkelgetastetes Signal (z.B. das GFSK-Signal) kann in der komplexen Ebene einen beliebigen Winkel φ haben. Zur Übertragung von digitalen Informationen wird bei der GFSK-Mo- dulation die aktuelle Frequenz des Trägers um +Δf bzw. um -Δ f geändert. Die Änderung um +Δf entspricht dabei z.B. einer logischen "1", während die Änderung um -Δf folgerichtig einer logischen "0" entspricht. In der komplexen Ebene entspricht die Frequenzverschiebung/-änderung ±Δf eine Drehung des Zei¬ gers um Δφ im Uhrzeigersinn (z.B. bei einer logischen "1") bzw. entgegen dem Uhrzeigersinn (z.B. bei einer logi- schen'O"). Zur Demodulation der GFSK-Signale muß also die Drehrichtung des Zeigers in der komplexen I/Q-Ebene bestimmt werden. Der Betrag der Winkeländerung (Frequenzänderung) ist dabei von dem verwendeten Modulationsindex abhängig. Um auch geringe Winkeländerungen des Zeigers in der I/Q-Ebene fest¬ stellen zu können, wird mindestens ein weiteres Koordinaten¬ system erzeugt. Dieses zusätzliche Koordinatensystem wird beispielsweise durch die A-Komponente und B-Komponente gebil¬ det.
FIG 2 zeigt die komplexe Ebene mit dem Einheitskreis und zwei Koordinatensystemen, das I/Q-Koordinatensystem und das A/B- Koordinatensystem, die gegeneinander um 45° verschoben sind. Der Einheitskreis wird dadurch in acht gleichgroße Sektoren eingeteilt. Mit jedem der beiden Koordinatensysteme können vier Quadranten I, II, III, IV erkannt werden, in denen sich der Zeiger befinden kann. In jedem Koordinatensystem ergeben sich somit zwei Sektoren für die mögliche Position des Zei¬ gers. Die tatsächliche Position des Zeigers ergibt sich aus der Schnittmenge von zwei Sektoren. Dies wird anhand des nachfolgenden Beispiels gezeigt:
Ein zu demodulierendes bzw. dekodierendes Signal weist die folgenden Zustandswerte für die I-, Q-, A- und B-Komponenten auf: 1=1; Q=l; A=l; B=-l Für das I/Q-Koordinatensystem sind in diesem Fall gemäß der FIG 1 die Sektoren 1 und 2 möglich.
Für das A/B-Koordinatensystem sind in diesem Fall gemäß der FIG 1 die Sektoren 1 und 8 möglich.
Die gemeinsame Schnittmenge ist der Sektor 1.
Analog dazu können die Zuordnungen "Sektor <→ I,Q,A,B-Zu- standswerte" für die anderen Sektoren ermittelt werden, die in der nachfolgenden Tabelle dargestellt sind.
Alle anderen Wertekombinationen sind nicht zulässig.
Wie bereits erwähnt, ist die zu dekodierende Information
(Nutzinformation) in der Drehrichtung des Zeigers enthalten. Diese Drehrichtung ergibt sich aus der aktuellen Position (aktueller Sektor) und der vorherigen Position (vorheriger Sektor) . Für die Demodulation muß daher der aktuelle Sektor mit dem vorherigen Sektor verglichen werden. Daraus ergibt sich die Drehrichtung und somit die Entscheidung, ob eine lo¬ gische "0" oder eine logische "1" gesendet wurde. Die Demodu¬ lation reduziert sich somit auf den Vergleich mit einer Ta¬ belle zur Bestimmung des aktuellen Sektors und ein Vergleich dieses Sektors mit dem vorhergehenden Sektor. Die Rekonstruktion der Daten ist möglich, wenn der Modula¬ tionsindex groß genug ist, um dafür zu sorgen, daß immer ein Sektor überschritten wird, oder andersherum gesagt, die An¬ zahl der Sektoren (und damit die Winkelauflösung) ist so zu wählen, daß die minimale Winkeländerung (abhängig vom Modula¬ tionsindex) immer einen Sektorwechsel herbeiführt.
Die Demodulation eines winkelmodulierten/-getasteten Träger¬ signales mit dem aus der GB-2,286,950 AI bekannten Empfänger und nach dem ebenfalls aus der Druckschrift entnehit-baren vor¬ stehend beschriebenen Demodulationsprinzip ist nur für ein begrenztes Amplitudenspektrum des Trägersignales möglich. Dies liegt daran, daß die Mischer 28, 30 in der Figur 3 der GB-2,286,950 AI bei bestimmten Signalamplituden das Signal begrenzen und daher keine Auswertung der in der I-Komponente und Q-Komponente enthaltenen Amplitudeninformation für die Erzeugung der A-Komponente und B-Komponente mehr möglich ist.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, ei- ne Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/- getasteten Trägersignalen anzugeben, die für ein durch die Verwendung der Empfängerarchitektur mögliches Amplitudenspek¬ trum des Trägersignales selbst bei kleinen Modulationsindizes demoduliert/dekodiert werden können.
Diese Aufgabe wird ausgehend von der in dem Oberbegriff des Patentansprucheε 1 definierten Empfängerarchitektur durch die in dem kennzeichenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die der Erfindung zugrundeliegende Idee besteht darin, daß der dem Syntheziser des Empfängers vorgeschaltete rauscharme Verstärker entweder in Abhängigkeit von der mit dem Träger¬ signal empfangenen Feldstärke abgeschaltet und dadurch der Mischer/die Mischer in dem Synthesizer nicht mehr in die Be¬ grenzung getrieben wird/werden (Patentanspruch 3) oder der Verstärker so ausgebildet wird, daß die maximale Ausgangslei- stung des Verstärkers bei dem möglichen Amplitudenspektrum des Trägersignals nie über den Kompressionspunkt des Mi¬ schers/der Mischer in dem Synthesizer liegt (Patentanspruch 2) . Die Tatsache, daß der Verstärker in diesem Fall begrenzt, ist unproblematisch, weil das Trägersignal zu diesem Zeit¬ punkt eine konstante Einhüllende hat. Der Synthesizer kann dabei einstufig oder mehrstufig ausgebildet sein. Nach An¬ spruch 4 ist der Synthesizer vorteilhafterweise - wie in der FIG 3 dargestellt - zweistufig ausgebildet.
Vorteilhafte Weiterbildungen und Anwendungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der FIG 3 erläutert.
FIG 3 zeigt ausgehend von dem bekannten Homodynempfänger ge¬ mäß FIG 1 eine in bezug auf den Synthesizer SYN modifizierte Empfängerarchitektur, die die Vorteile eines Homodynempfan- gers mit denen eines Heterodynempfängers verbindet. Der in der FIG 3 dargestellte Empfänger wird deshalb auch als Quasi- Homodynempfänger bezeichnet. Um den für Homodynempfänger cha¬ rakteristischen hohen Integrationsgrad mit dem in der FIG 3 dargestellten Empfänger zu erreichen, müssen die für einen Homodyn- und Heterodynempfänger typischen Lokaloszillatoren für die Frequenzumsetzung integriert werden (vollständige In¬ tegration) .
Dabei entsteht das Problem, daß die Realisierung des benötig- ten Phasenrauschens des Oszillators nicht ausreicht. Um die¬ ses Problem zu umgehen, wird daher ein erster Lokaloszillator LOl einer ersten Synthesizerstufe SYNS1 in dem Synthesizer SYN auf einer festen Frequenz betrieben. Dadurch kann die Bandbreite des Synthesizers SYN sehr groß gewählt werden, so daß das Phasenrauschen im interessierenden Bereich im wesent¬ lichen durch die Stabilität eines verwendeten in der FIG 3 nicht dargestellten Referenzoszillators bestimmt wird. Da der erste Lokaloszillator L01 in der Frequenz nicht verän¬ derbar ist, ist die für den Homodynempfänger typische direkte Konversionsarchitektur aufgrund der fehlenden Kanalauswahl nicht möglich. Das über die Antenne empfangene, in dem Band¬ paßfilter BPF gefilterte und in dem rauscharmen Verstärker VS (Low Noise Amplifier) verstärkte Signal, z. B. bei einer DECT-Empfängerarchitektur das DECT-Signal, wird daher in der ersten Synthesizerstufe SYNS1 auf eine Zwischenfrequenz umge- setzt. Dabei wird jedoch - im Gegensatz zu den bekannten He- terodynempfängern - keine Kanalselektion durchgeführt. Um die bei der Umsetzung des Empfangssignals auf die Zwischenfre¬ quenz entstehenden Spiegelfrequenzen zu unterdrücken, wird in einer der ersten Synthesizerstufe SYNS1 nachfolgenden zweiten Synthesizerstufe SYNS2 bezüglich der in dieser Stufe verwen¬ deten Mischer eine Mischeranordnung MA (Konfiguration) ver¬ wendet, die das auf die Zwischenfrequenz umgesetzte Empfangs- signal in das Basisband umsetzt und dabei gleichzeitig die in der ersten Synthesizerstufe SYNS1 aufgetretenen Spiegelfre- quenzen unterdrückt. Die Konfiguration zur Spiegelfrequenzun¬ terdrückung wird auch als "Image Rejection Mixer"-Konfigura¬ tion bezeichnet. Die Mischeranordnung MA in der zweiten Syn¬ thesizerstufe SYNS2 wird dabei zur Unterdrückung der Spie¬ gelfrequenzen von einem zweiten Lokaloszillator L02 betrie- ben, der im Unterschied zu dem ersten Lokaloszillator LOl in der Frequenz stellbar ist. Dadurch wird die vorstehend be¬ reits angesprochene Kanalselektion bzw. Kanalwahl realisiert.
Am Ausgang der zweiten Synthesizerstufe SYNS2 werden die durch die Mischeranordnung zur Spiegelfrequenzunterdrückung gebildeten Komponenten zu einer I-Komponente und einer Q-Kom¬ ponente - analog den Verhältnissen beim Homodynempfänger - zusammengesetzt. Die Kanalselektion im Basisband wird an¬ schließend, wie bei dem bekannten Homodynempfänger nach Figur 1, durch Tiefpaßfilter in dem I-Zweig und Q-Zweig realisiert. Mit der sich daran anschließenden Limitiereinrichtung LE kön¬ nen - gemäß der GB-2,286,950 AI - durch gewichtete Addition bzw. Subtraktion der I-Komponente und Q-Komponente zusätzli¬ che Komponenten, eine A-Komponente und eine B-Komponente er- zeugt werden. Durch ein auf diese Weise in der komplexen Ebe¬ ne zusätzlich erhaltenes Koordinatensystem kann die Win¬ kelauflösung in der komplexen Ebene erhöht werden. Mit dieser verbesserten Winkelauflösung können somit auch Empfangssigna¬ le mit einem kleinen Modulationsindex in der Dekodiereinrich- tung DE dekodiert werden.
Damit das von dem Verstärker VS verstärkte gefilterte Emp¬ fangssignal - z.B. das DECT-Signal - bei großen Signalampli¬ tuden des EmpfangsSignals nicht von den nachgeschalteten Mi- schern der ersten Synthesizerstufe SYNSl begrenzt wird und dadurch die Amplitudeninformation für die eingangs beschrie¬ bene Bildung der A-Komponente und B-Komponente verlorengeht, weist der Verstärker VS a) eine Begrenzungsschaltung BS auf, die so ausgebildet ist, daß die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers VS bei dem möglichen Amplitudenspektrum des Empfangssignals nie über dem Kompressionspunkt der folgenden Mischer liegt, oder b) eine Verbindung zu einem Mikroprozessor MP auf, der den Verstärker VS bei großen Signalamplituden des Empfangssi¬ gnals z.B. aufgrund der Auswertung von gemessenen Feld¬ stärken des EmpfangsSignals abschaltet.
Wenn der in der FIG 3 dargestellte Empfänger beispielsweiεe gemäß der WO 94/10764 oder WO 94/10812 in dem Funkteil einer DECT-Basisstation eines DECT-Telekommunikationssystems einge¬ setzt wird, dann kann der Mikroprozessor MP beispielsweise der in der Figur 1 der WO 94/10764 dargestellte DECT-Control- ler DECT-C oder der in der Figur 1 der WO 94/10812 darge- stellte DECT-Controller bzw. Main-Controller M-CT sein.

Claims

Patentansprüche
1. Empfängerarchitektur zum Empfangen von winkelmodulierten/- getasteten Trägersignalen, mit (a) einem Synthesizer (SYN) zum synthetischen Erzeugen eines zu demodulierenden/dekodierenden Basissignales mit einer I-Komponente und einer Q-Komponente aus dem Trägerεignal, (b) einem rauscharmen Verstärker (VS) , der dem Synthesizer (SYN) vorgeschaltet ist, (c) Mittel (LE) zum Erzeugen von zusätzlichen Komponenten des Basissignales, die derart ausgebildet sind, daß basierend auf der Auswertung einer in der I-Komponente und Q- Komponente enthaltenen Amplitudeninformation mindestens eine zu der I-Komponente des Basissignales phasenverscho- bene A-Komponente und eine zu der Q-Komponente des Ba¬ sissignales phasenverschobene B-Komponente erzeugt wer¬ den, dadurch gekennzeichnet , daß (d) dem Verstärker (VS) Steuerungsmittel (BS, MP) zugeordnet sind, durch die alle innerhalb eines möglichen Amplitu¬ denspektrums enthaltenen, eingangsseitig am Verstärker (VS) anliegenden Trägersignale auf eine zur Erzeugung der A-Komponente und der B-Komponente ausreichende Amplitude eines von dem Verstärker (VS) ausgangsseitig an den Syn- thesizer (SYN) abgegebenen Signals verstärkt werden.
2. Empfängerarchitektur nach Anspruch 1, dadurch ge¬ kennzeichnet , daß die Steuerungsmittel (BS, MP) als eine in dem Verstärker (VS) angeordnete Begrenzungsschaltung (BS) ausgebildet sind, die die Verstärkung des Verstärkers (VS) auf die vorgegebene Am¬ plitude limitiert.
3. Empfängerarchitektur nach Anspruch 1, dadurch g e - kennzeichnet , daß die Steuerungsmittel (BS, MP) als ein dem Verstärker (VS) zu¬ geordneter Mikroprozessor (MP) ausgebildet sind, der den Ver- stärker (VS) in Abhängikeit von der Amplitude des eingangs¬ seitig am Verstärker (VS) anliegenden Trägersignales derart ein- bzw. ausschaltet, daß die vorgegebene Amplitude nicht überschritten wird.
4. Empfängerarchitektur nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß der Synthesizer (SYN) zweistufig ausgebildet ist, wobei
(a) eine erste Synthesizerstufe (SYNSl) vorgesehen ist, die einen mit einer konstanten Frequenz betriebenen ersten
Lokaloszillator (LOl) aufweist,
(b) eine der ersten Synthesizerstufe (SYNSl) nachgeschaltete zweite Synthesizerstufe (SYNS2) vorgesehen ist, die einen mit einer variablen Frequenz stellbaren Lokaloszillator zweiten (L02) und eine Mischeranordnung (MA) zum Unter¬ drücken von Spiegelfrequenzen bei der synthetischen Er¬ zeugung des zu demodulierenden/dekodierenden Basissigna¬ les aufweist.
5. Verwendung der Empfängerarchitektur nach einem der Ansprü¬ che 1 bis 4 in einem DECT-spezifischen Schnurlos-Telekommuni¬ kationssystem.
6. Verwendung der Empfängerarchitektur nach einem der Ansprü- ehe 1 bis 4 in einem GSM-spezifischen Mobilfunk-Telekommuni¬ kationssystem.
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