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Technischer Bereich
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Funkempfänger, insbesondere
aber nicht ausschließlich
zur Anwendung in digitalen Kommunikationssystemen, wie GSM und UMTS,
und auf eine integrierte Schaltung mit einem derartigen Funkempfänger.
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Stand der Technik
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Near-Zero-IF-Empfänger (auch
bekannt als Polyphasenempfänger)
sind zur Verwendung in Funk-Kommunikationssystemen wie GSM ("Global System for
Mobile communication")
und DECT ("Digital
Enhanced Cordless Telecommunications") bekannt. Derartige Empfänger schaffen
eine ähnliche Leistung
wie die herkömmlichen
Superhet-Empfänger, haben
aber den Vorteil, dass sie sich viel leichter integrieren lassen,
weil es keine Notwendigkeit für Off-Chip-Kanalfilter
gibt. Ein Beispiel eines bekannten Polyphasenempfängers ist
in der Europäischen Patentanmeldung
0.797.292 beschrieben worden.
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Im
Vergleich zu bekannten Zero-IF-Empfänger schaffen Polyphasenempfänger eine
wesentliche Verbesserung in der Leistung dadurch, dass Probleme
mit DC-Offsets und
der Erzeugung von Intermodulationsprodukten zweiter Ordnung vermieden
werden. Ein wesentliches Merkmal eines Polyphasenempfängers ist,
dass komplexe Signalverarbeitung an den ZF-Signalen zwischen dem
Ausgang eines Front-End-Empfangsumsetzers und dem Eingang eines
Demodulators durchgeführt
wird, und zwar um zu gewährleisten,
dass Bilder des gewünschten
Signals auf entsprechende Weise unterdrückt werden.
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In
einer späteren
Variante eines Low-IF-Empfängers
wurde eine Analog-Digital-Umwandlung
unmittelbar hinter dem Front-Ende-Empfangsumsetzer durchgeführt, wodurch
Kanalfilterung völlig
in der digitalen Domäne
durchgeführt
werden konnte. Ein derartiger Empfänger ist in der internationalen
Patentanmeldung WO 00/22735 beschrieben worden. Diese Variante erforderte
ein größeres dynamisches
Bereichsvermögen
von dem Analog-Digital-Wandler (ADC), lieferte aber eine größere Flexibilität dadurch,
dass es ermöglicht
wurde, dass die Kanalfilterkennlinien des Empfängers software-mäßig geändert werden
konnten, wodurch es wesentlich einfacher gemacht wurde, einen Multimode-Empfänger zu
entwerfen.
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Eine
Ausführungsform
eines derartigen bekannten Empfängers
zur Verwendung in einem GSM-System ist in 1 der beiliegenden
Zeichnung dargestellt. Dabei werden von einer Antenne 102 Funksignale
empfangen, von einem Bandpassfilter 104 gefiltert und von
einem störungsarmen
Verstärker 106 verstärkt. Das
Signal wird danach herunter gemischt zum Erzeugen phasengleicher
(I) und Quadraturphasensignale (Q) mit einer Zwischenfrequenz von
100 kHz (der halbe GSM-Kanalraum) durch eine erste und eine zweite
Mischstufe 108, 110, wobei diese Mischstufen über einen
Phasenverschiebungsblock 114 an ihren betreffenden LO Porten
mit Signalen von einem Ortsoszillator (LO) 112 versehen
werden, wobei der genannte Block der ersten Mischstufe 108 ein
Signal mit Null Phasenverschiebung und der zweiten Mischstufe 110 ein
Signal mit einer 90° Phasenverschiebung
liefert.
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Das
I- und Q-Signal kann durch ein Hochpassfilter 116 gefiltert
werden und sie werden danach einem Digitalisierungsblock 118 zugeführt, der
einen komplexen Sigma-Delta-ADC
mit einem Polyphasenbandpassfilter aufweist. Ein derartiger ADC
ist in WO 00/22735 beschrieben. Der I- und Q-Ausgang des Digitalisierungsblocks 118 umfasst
Ein-Bit digitale
Signale mit einer Bitrate von 13 MHz. Ein Polyphasenbandpassfilter-
und Dezimierungsblock 120 reduziert die Bitrate um einen
Faktor 24 und die Ausgangssignale dieses Blocks umfassen 14-Bit
Signale mit einer Bitrate von 541,667 kHz. Ein weiterer Filter-
und Dezimierungsblock 122 führt eine Tiefpassfilterung
und eine Derotation der Signale zum Basisband durch, was zu 15-Bit
Ausgangssignalen mit der GSM Bitrate von 270,833 kHz führt. Die
Signale werden danach von einem Abgleich- und Demodulationsblock
(EQ) 124 verarbeitet, bevor sie als Ausgangssignale 126 der
digitalen Signalverarbeitungsschaltung in dem restlichen Teil des
Empfängers
zugeführt
werden.
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Obschon
diese letztere Variation für
einen Multi-Mode-Empfänger
bevorzugt wird, ist der Bedarf an einem komplexen ADC mit einer
komplexen Rauschformung, wie in dem in WO 00/22735 beschriebenen
Sigma-Delta-ADC gänzlich
erwünscht. Wenn
beispielsweise die Bandbreite des ADC und die Taktgeschwindigkeit
bei Änderung
der Mode modifiziert werden müssen,
dann lässt
sich ein komplexer ADC schwieriger entwerfen. Dies ist insbesondere
der Fall, wenn die erforderliche Bandbreite und die Taktgeschwindigkeit
in Termen der Umwandlungseffizienz an den Grenzen des Standes der
Technik stehen. Als weitere Erwägung
gilt, dass, wenn in einer oder mehreren der Empfangs moden die ZF
auf Null gesetzt wird, der Bedarf an einem komplexen ADC wesentlich
reduziert wird (da dies nur für
einen Empfänger
mit niedriger ZF wirklich erwünscht
ist).
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Beschreibung der Erfindung
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Es
ist u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Empfänger zu
schaffen, in dem ein effizienter Gebrauch eines nicht komplexen
ADCs für alle
Empfangsmoden möglich
ist, ob die ZF Null oder nicht Null ist.
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Nach
der vorliegenden Erfindung wird ein Funkempfänger geschaffen, der die nachfolgenden Elemente
umfasst: einen Eingang für
ein HF-Signal aufweist, Quadraturheruntermischmittel zum Übersetzen
des HF-Signals in ein ZF-Signal und zum Erzeugen phasengleicher
und Quadraturversionen des ZF-Signals, komplexe Bildaustastfiltermittel
zum Verarbeiten der phasengleichen und Quadratursignale zum Schaffen
gefilterter phasengleicher und Quadratursignale, Analog-Digital-Wandlermittel
zum Digitalisieren nur eines der phasengleichen und Quadratursignale,
Mittel zum Durchführen
digitaler Signalverarbeitung an dem digitalisierten Signal und Signalerzeugungsmittel
zum betreiben des verarbeiteten Signals zum Erzeugen von digitalen
phasengleichen und Quadratursignalen.
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Durch
Quantisierung nur eines der phasengleichen und Quadratur-ZF-Signale wird der
Bedarf an einem komplexen (oder Polyphase-) ADC und an komplexen
Kanalfiltern eliminiert, wodurch eine wesentliche Einsparung an
Energieverbrauch ermöglicht
wird. Ein derartiger ist besonders geeignet für den Multi-Mode-Betrieb, wobei
die eine Mode ein eine niedrige ZF und die andere Mode eine Null-ZF verwendet,
weil der Entwurf von nicht komplexen ADCs zum Arbeiten mit einem
Bereich verschiedener Taktgeschwindigkeiten und Rauschformungsprofilen viel
einfacher ist als der Entwurf der komplexen Gegenstücke.
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Durch
Quantisierung nur des I-Anteils oder des Q-Anteils des ZF-Ausgangs
von dem Empfänger-Front-End,
wird die erwünschte
Signalbandbreite auf effektive Weise verdoppelt um der Quantisierungsbandbreite
des einzigen ADCs zu entsprechen, und gegenüber der Nullfrequenz reflektiert.
Aber trotz einer wahrscheinlichen Zunahme der Taktgeschwindigkeit,
herrührend
aus dieser zugenommenen Bandbreite, sollte der gesamte Energieverbrauch
reduziert werden, da nur ein einziger ADC verwendet wird.
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Wegen
einer mangelnden Bildzurückweisung
durch einen nicht komplexen ADC ist vor dem ADC ein komplexes Filter
erforderlich. Ein derartiges Filter kann ein passives Polyphasenfilter
sein, das, da es passiv ist, keine zusätzliche Energie verbraucht.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist der ADC ein Sigma-Delta-ADC. In einer anderen bevorzugten Ausführungsform
werden das digitale phasengleiche und das Quadratursignal derotiert
um ihre Frequenz zu Basisband umzusetzen.
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Bei
einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist der Empfänger in einer integrierten
Schaltung implementiert.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass, was
in dem Stand der Technik nicht vorhanden ist, die Verwendung nicht
komplexer ADC und Kanalfilter in einem Low-IF-Empfänger möglich ist,
unter der Bedingung, dass vor der Abtastung und Digitalisierung
Bildzurückweisungsfilterung an
den ZF-Signalen durchgeführt
wird.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnung
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer bekannten Low-IF-Empfängerarchitektur, wie oben beschrieben,
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2 ein
Blockschaltbild einer Low-IF-Empfängerarchitektur nach der vorliegenden
Erfindung,
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3 eine
Graphik der Dämpfung
(A) in dB gegenüber
der Frequenz\(f) in kHz des Bildzurückweisungsfilters in der Architektur
nach 2,
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4 eine
Graphik der Dämpfung
(A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz des Kanalfilters in der Architektur nach 2,
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5 eine
Graphik der Amplitude (A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz von Signalen an dem Ausgang des Kanalfilters,
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6 eine
Graphik der Dämpfung
(A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz eines Quadratur-Rekonstruktionsfilters,
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7 eine
Graphik der Amplitude (A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz eines komplexen Signals erzeugt aus einem
reellen Signal durch ein Paar FIR-Filer,
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8 eine
Graphik der Amplitude (A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz von Signalen unmittelbar vor dem Ausgleich
und der Demodulation,
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9 eine
Graphik der simulierten Bitfehlerrate (BER) gegenüber der
Signalleistung (S) in dBm für
die Empfängerarchitektur
nach 2 und
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10 eine
Graphik der Dämpfung
(A) gegenüber
der Frequenz (f) in kHz einer Kombination aus einem Kanalfilter
und einem Quadraturrekonstruktionsfilter.
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In
der Zeichnung sind für
entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden.
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Betriebsarten zum Durchführen der
Erfindung
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2 ist
ein Blockschaltbild einer GSM Ausführungsform einer niedrigen
ZF Empfängerarchitektur
nach der vorliegenden Erfindung. Das Frontend benutzt einen Quadraturempfangsumsetzer
zum Heruntermischen eintreffender HF-Signale zu einer niedrigen
ZF des halben Kanalraums (für
GSM ist der Kanalraum 200 kHz und folglich ist die ZF 100 kHz). Dieser
Teil des Empfängers
ist im Wesentlichen der gleiche Teil wie oben anhand der 1 beschrieben, und
wird nicht wieder beschrieben.
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Nach
der Heruntermischung durch die Mischstufen 108, 110 geht
das komplexe Signal mit niedriger Zwischenfrequenz mit I- und Q-Signalen
in ein Bildaustastfilter (IR) 202, das ein passives Polyphasefilter
ist, das jeden beliebigen Störer
in dem Bildband des erwünschten
Signals unterdrückt,
und zwar zwischen –200
kHz und 0 Hz. Derartige Filter sind bekannt, wie beispielsweise
beschrieben in dem Artikel: "Single
sideband modulation using sequence asymmetric polyphse networks" von M.J. Gingell, "Electric Communuications", Nr. 48, 1973. Passive Polyphasenfilter
werden auf einfache Art und Weise als RC-Netzwerk verwirklicht,
das sich auf einfache Weise auf Silizium integrieren lässt. Das
Bildaustastfilter 202 lässt
erwünschte
Signal in dem band von 0 Hz bis +200 kHz sowie alle andere Störer durch. Durch
Eliminierung aber von jeder beliebigen Bildstörung wird die Möglichkeit
geboten, dass alle nachfolgenden Filter in dem Empfänger "reell" sind (d.h. es wird
entweder an dem I-Signal oder an dem Q-Signal gearbeitet). Ein Beispiel
der Frequenzkurve eines geeigneten Polyphasenfilters ist in 3 dargestellt.
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Nach
dem Bildaustastfilter 202 wird der Q-Anteil des Signals
beendet, während
der I-Anteil weiter geht durch ein Hochpassfilter 204 zu
einem einzigen Doppelport-Sigma-Delta-Modulator
(ΣΔ) 206.
Der Effekt, dass der Q-Anteil des Signals fallen gelassen wurde,
ist, dass die Hälfte
der Energie des erwünschten
Signals genommen wird und diese über die
negative Seite des Frequenzspektrums gefaltet wird. Folglich ist
das Signal (gemeinsam mit dem Rauschspektrum des Sigma-Delta-Modulators 206) symmetrisch
um die Null-Frequenz und belegt eine Bandbreite von 400 kHz. Ein
derartiges Signal maximiert die Umwandlungseffizienz des Modulators 206.
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Das
Hochpassfilter 204 entfernt DC-Offsets, die von der vorhergehenden
Front-End-Schaltung erzeugt worden sind. Studien in Bezug auf Polyphasenempfänger für GSM-Applikation
haben gezeigt, dass eine geeignete Grenzfrequenz fr das Filter 204 einen Wert
von 6 kHz hat, was dem Empfänger
eine entsprechende Wiederherstellungszeit gibt von den Übersteuerungssignalen,
ohne dass dadurch eine wesentliche Degradation des erwünschten
Signals verursacht wird.
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Die
Ordnung des Modulators 206 und dessen Taktgeschwindigkeit
müssen
derart gewählt
werden, dass der erforderliche Rauschwert geschaffen wird. Bei einem
minimalen Pegel des Eingangssignals (–108 dBm in dem Stand der Technik)
muss das Signal-zu-Quantisierungsrauschverhältnis in
einer 400 Hz Bandbreite etwa 17 dB betragen (d.h. –200 kHz
bis +200 kHz ) damit die GSM Spezifikation für BER ("Bit Error Rate") erfüllt wird. Diese Zahl wird von
dem Bedarf an einem gesamten Rauschabstand von 7 dB und einem Quantisierungsrauschpegel
hergeleitet, der um 10 dB unter dem des Front-End-Rauschwertes liegt.
Das größte Eingangssignal
zu dem ADC ist ein sperrendes Störsignal
bei –23
dBm.
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Das
digitale Ausgangssignal von dem Modulator 206 wird durch
ein digitales Kanalfilter 208 gefiltert. Dieses Filter
läuft mit
einer Abtastrate gleich der Taktrate des Sigma-Delta-Modulators 206,
was typischerweise von der Größenordnung
der 48fachen Bitrate für
GSM ist. Er hat einen Tiefpassfrequenzgang mit einer Grenzfrequenz
von etwa 200 kHz, was, gesehen auf einer doppelseitigen Frequenzachse,
einer Bandpassreaktion mit einer Breite von 400 kHz entspricht.
Ein derartiger Frequenzgang ist in 4 dargestellt.
Das Filter 208 hat eine doppelte Rolle, und zwar das Dämpfen aller
Störsignale
an dem Empfängereingang,
ausgenommen ein Bildstörsignal
(d.h. ein Störsignal
in dem niedrigeren Nachbarkanal, das von dem Bildaustastfilter 202 verarbeitet
wird) und das Dämpfen
des größten Teils
des Breitband-Quantisierungsrauschens, erzeugt von dem Modulator 206.
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Ein
typisches Frequenzspektrum von Signalen an dem Ausgang des Filters 208 ist
in 5 dargestellt. Die zwei Hälften des erwünschten
Signals, dargestellt als eine gezogene Linie, liegen an je einer Seite
der Nullfrequenz, getrennt durch das Loch, erzeugt von dem Hochpassfilter 204.
Der restliche Teil eines Bildstörsignals,
dargestellt als eine gestrichelte Linie, belegt den gleichen Frequenzraum
wie das gewünschte
Signal, aber auf einem Pegel, der nicht wesentlich ist, und zwar
wegen der von dem Bildaustastfilter 202 angewandten Dämpfung.
Außerhalb des –200 kHz
bis +200 kHz Bandes kann es auch einen Rest-Sigma-Delta-Rauschanteil
geben, dargestellt als eine strichpunktierte Linie, und Leistung durch
zu große
Störsignale,
aber derartige Signale können
auf einfache Art und Weise durch nachfolgende Filterung entfernt
werden.
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Wenn
der HF-Inhalt des Signals einmal von dem Kanalfilter 208 entfernt
worden ist, kann das ZF-Signal heruntergemischt werden (d.h., dezimiert werden),
und zwar von einem Heruntermischblock (DS) 210 zu einer
Antastrate entsprechend etwa der vierfachen GSM Bitrate. Dies reduziert
die erforderlichen Verarbeitungsmittel und den Energieverbrauch zur
Rekonstruktion des Q-Anteils des gewünschten Signals. Es ist notwendig,
das gewünschte
Signal wieder komplex zu machen um eine einwandfreie Frequenzübersetzung
(oder Derotation) zurück
von der niedrigen Zwischenfrequenz zu der Null-Frequenz, und der nachfolgenden Demodulation
zum Erhalten von Datenbits.
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Folglich
wird nach der Heruntermischung das Signal dadurch komplex gemacht,
dass es einem Paar FIR-Filtern zugeführt wird, wobei ein erstes
Filter 212 einen Tiefpassreaktion mit einer linearen Phase
hat und wobei ein zweites Filter 214 eine identische Reaktion
hat, ausgenommen zur Erzeugung eines schmalen Ausschnitts in der
Mitte des Durchlassbandes und die Einfügung einer zusätzlichen
90° Phasenverschiebung
(wobei die Phasenverschiebung +90° für negative
Frequenzen und –90° für positive
Frequenzen beträgt).
Das zweite Filter 214 schafft den neuen Q-Anteil, wodurch
das Äquivalent einer
zeitbegrenzten Hilbert-Transformation durchgeführt wird, wobei die Breite
des Ausschnitts die Länge
der Stoßantwort
bestimmt. Eine Breite, die etwas kleiner ist als die des von dem
vorgehenden Hochpassfilter 204 erzeugten Ausschnitts, oder
dieser Breite entspricht, wäre
normalerweise geeignet.
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6 zeigt
einen typischen Frequenzgang eines geeigneten zweiten Filters 214,
wobei dieses bestimmte Beispiel ein FIR Filter ist mit 276 Abgriffen, mit
einer Lochbreite von 8 kHz. Die prinzipielle Funktion des ersten
Filters 212 ist, die gleiche Zeitverzögerung genau in die Strecke
der I-Anteils einzufügen wie
diejenige, die in die Strecke des Q-Anteils durch das zweite Filter 214 eingefügt wurde.
Die Stoßantworten
der beiden Filter 212, 214 sollen genau dieselbe
Länge haben.
Das erste und das zweite Filter können entworfen sein um eine
weitere Unterdrückung
von Interferenz zu schaffen, die noch übrig ist hinter dem Kanalfilter 208 außerhalb
der Bandbreite des gewünschten
Signals. Änderung
der Grenzfrequenzen hat virtuell keinen Effekt auf die erforderliche
Länge der
Filter 212, 214 und bietet die Möglichkeit,
zusätzliche
Filterung einzuführen,
die effektiv umsonst kommt. Die Wahl der Grenzfrequenz hat eine
gewisse Relevanz für
die Abtastrate, die für
die Filter 212, 214 erforderlich ist, aber sofern
dies nicht zu wesentlichen Problemen führt, kann die dadurch geschaffene
Filterung die Notwendigkeit einer weiteren Filterung in dem Basisband
lindern.
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Wiederherstellung
des Q-Anteils des gewünschten
Signals hat den Effekt der Faltung der negativen Hälfte des
Frequenzspektrums zurück
zu der positiven Seite, wodurch die Bandbreite zu 200 kHz zurück reduziert
wird. Die gesamte Leistung in dem Signal kehrt dazu zu dem ursprünglichen
Wert zurück,
wie dieser an dem Eingang zu dem Bildaustastfilter 202 gesehen
wird. Die Leistungsdichte wird um 6 dB gesteigert. Die komplexe
Stoßantwort
des kombinierten Ausgangssignals der Filter 212, 214 ist
in 7 dargestellt.
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Wenn
der Q-Anteile einmal geschaffen worden ist, gehen das I-Signal und
das Q-Signal zu einem Derotationsblock 216, wo sie zu dem
Basisband derotiert werden, und zwar dadurch, dass eine komplexe
Multiplikation mit einem komplexen Ton von –100 kHz durchgeführt wird,
der von einer Signalquelle 218 geschaffen wird, wobei diese
Derotation das gewünschte
Signal zu einer zentralen Frequenz Null zurück schiebt.
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In
dem Ausführungsbeispiel
aus 2 werden das I- und das Q-Signal durch betreffende
Tiefpass-Basisbandfilter 220 gefiltert, die eine Grenzfrequenz
von 80 kHz haben. Ein typisches Frequenzspektrum der Signale an
dem Ausgang eines Filters 220 ist in 8 dargestellt,
wobei das gewünschte Signal
dargestellt ist als gezogene Linie und der Rest eines Bildstörsignals
als eine gestrichelte Linie.
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Die
Signale werden danach durch einen Ausgleichs- und Demodulationsblock
(EQ) 222 verarbeitet, bevor sie als Ausgangssignal 128 der
digitalen Signalverarbeitungsschaltung in dem restlichen Teil des
Empfängers
zugeführt
werden.
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Es
sind Systemsimulationen durchgeführt worden
um das einwandfreie Funktionieren einer Architektur nach der vorliegenden
Erfindung zu überprüfen. So
ist 9 ein Beispiel eine Graphik von Ergebnissen einer
Simulierung, die BER bestimmt für ei nen
Bereich gewünschter
Signalleistungen S, in dBm, unter Verwendung eines durchaus bekannten TU50
Kanalmodells (typisches Stadtprofil mit einer maximalen Geschwindigkeit
von 50 km/h). Simulierte Ergebnisse für die neue Empfängerarchitektur
sind als gezogene Linie dargestellt, während Ergebnisse für einen
Test-Polyphasenempfänger,
unter Anwendung komplexer Signalverarbeitung, als eine gestrichelte
Linie dargestellt sind. Es dürfte
einleuchten, dass die Empfindlichkeit des neuen Empfängers wenigstens
so gut ist als die des Test-Polyphasenempfängers. Andere Simulationen
haben ebenfalls gezeigt, dass die neue Architektur die erforderliche Empfindlichkeit
liefern kann, und zwar für
die Nachbarkanäle
sowie für
diejenigen mit größeren Frequenzverschiebungen.
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In
einer Abwandlung der oben beschriebenen Ausführungsformen sind das Kanalfilter 208 und die
komplexen Signalrekonstruktionsfilter 212, 214 zu
einem einzigen Filterblock mit zwei FIR Filtern kombiniert. Eine
derartige Ausführungsform
kann weniger digitale Hardware-Mittel erfordern, da der kombinierte
Filterblock die Bitstrom-Eigenschaft des Ausgangs des Sigma-Delta-Modulators 206 benutzen
kann. Im Endeffekt sind die Funktionen des Kanalfilters 208 und
des Heruntermischblocks 210 in den Filtern 212, 214 einverleibt.
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Um
den erforderlichen Frequenzgang der Filter 212, 214 zu
ermitteln, ist es einfacher die Filter als ein einziges komplexes
Filter zu betrachten, mit einer asymmetrischen Reaktion um die Nullfrequenz herum,
statt als zwei echte Filter, von denen eines die Hilbert-Transformation
des anderen ist. Unter Verwendung eines digitalen Standard-Synthesewerkzeugs
kann ein einziges echtes FIR Filter mit der erforderlichen Bandbreite
und Selektivität
entworfen werden. Das Erhalten der komplexen Reaktion ist dann eine
einfache Sache der Durchführung
einer +100 kHz Frequenzverschiebung. Echte und imaginäre Stoßantworten
können
dadurch erhalten werden, dass eine invertierte diskrete Fourier-Transformation an
dem verschobenen Frequenzgang durchgeführt wird.
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10 zeigt
den komplexen Frequenzgang eines geeigneten Filterpaares 212, 214,
erhalten nach einer geringen Anzahl Entwurfswiederholungen. Die
erforderliche Dämpfungsschablone
ist durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Der Frequenzgang zeigt
eine sehr geringe Welligkeit über
das Durchlassband von 20 kHz bis 180 kHz mit einer Sperrbanddämpfung innerhalb
der Begrenzungen der Schablone (über
100 dB hinaussteigend bei Frequenzen hinter etwa 1 MHz). Ein derartiger
Frequenzgang ermöglicht
es, dass die Filter 212, 214 das gewünschte Signal
mit minimaler Verzerrung durchlassen, genügend Dämpfung an Nachbar- und Wechselkanalstörsignalen
anwenden und den größten Teil
der von dem Sigma-Delta-Modulator 206 erzeugten HF-Störung austasten.
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Die
oben beschriebene Empfängerarchitektur
hat einen ähnlichen
Anwendungsbereich wie der von bekannten nahezu Null ZF Polyphasenarchitekturen,
einschließlich
zellularer Systeme zweiter Generation, wie GSM, AMPS, IS136 und
PDC1900 und drahtlose Systeme wie DECT und Bluetooth. In diesen
Applikationen kann eine nützliche
Einsparung an Energie erreicht werden. Die Architektur ist noch nützlicher
für Empfänger mit
einer verbundenen CDMA/TDMA Multimodefähigkeit. So ist beispielsweise eine
Applikation ein Doppelmode-UMTS/GSM Empfänger, wobei die Zwischenfrequenz
zwischen Null und 100 kHz schaltet. Andere Applikationen, wie ein CDMA2000/IS95/IS136/AMPS
Empfänger
sind ebenfalls vorstellbar.
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Text in der
Zeichnung
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8
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- Neuer Empfänger
- Testempfänger