DE69908577T2

DE69908577T2 - Apparat und Methode zum Empfang und Verarbeitung eines Radiofrequenzsignals

Info

Publication number: DE69908577T2
Application number: DE69908577T
Authority: DE
Inventors: Patrick Clement; Nadim Khlat
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1999-06-30
Filing date: 1999-06-30
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2019-07-01
Also published as: KR100795315B1; US6678340B1; CN1358348A; DE69908577D1; KR20020012618A; CN1197258C; WO2001003285A1; EP1067674A1; EP1067674B1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenzsignals und ein Verfahren zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenzsignals, und sie betrifft insbesondere einen Funkempfänger zur Verwendung in einer tragbaren Kommunikationsvorrichtung, bei dem das zu empfangende Funksignal direkt in gleichphasige (I) und Quadratur- bzw. um 90º phasenverschobene (Q) Signale heruntergewandelt wird, die um eine Zwischenfrequenz (ZF) zentriert sind, die dieselbe Größenordnung hat wie die Bandbreite des zu empfangenden Signals.

Hintergrund der Erfindung

Die meisten herkömmlichen Funkempfänger zur Verwendung in tragbaren Kommunikationsvorrichtungen wie zum Beispiel Zellular- bzw. Mobiltelefonen sind vom Superheterodyn-Typ, bei dem ein zu empfangendes Funksignal zunächst auf eine Zwischenfrequenz (ZF) heruntergewändelt wird, die immer noch im Hochfrequenzbereich (HF) liegt, und dann weiter in ein Basisbandsignal (mit I- und Q-Komponenten) heruntergewandelt wird, aus dem die in dem Signal enthaltene Information gewonnen werden kann. Ein solcher Empfänger ist robust. Empfänger mit direkter Umwandlung und, in neuerer Zeit, Empfänger mit sehr niedriger Zwischenfrequenz (VLIF- Empfänger) (siehe zum Beispiel WO 99/6179 A und WO 99/4863 A) wurden jedoch vorgeschlagen, um Kosten zu senken durch Ausschaltung sowohl eines relativ leistungsfähigen und daher teuren Oberflächenwellen-Bandpassfilters (SAW-Bandpassfilter) (um das ZF-Nutzsignal hindurchzulassen, während alle ZF-Störsignale in benachbarten Kanälen gesperrt werden) als auch einen der beiden HF-Lokaloszillatoren (LO), die in Superheterodyn-Empfängern erforderlich sind.
Empfänger mit direkter Umwandlung wandeln das empfangene Funksignal unmittelbar in ein Basisbandsignal herunter, womit die ZF-Stufe vollständig ausgeschaltet wird. Solche Empfänger leiden jedoch an der Bildung einer sehr großen unerwünschten Gleichstrom-Rauschkomponente. Diese Gleichstrom-Rauschkomponente entsteht weitgehend durch den an der Empfangsantenne zusammen mit dem Nutzsignal empfangenen Leckstrom aus dem Lokaloszillator und auch durch Abweichungen der Verstärker und Mischer in den Empfängern. Diese unerwünschte Gleichstrom-Rauschkomponente muss eindeutig entfernt werden, wenn die in dem Signal enthaltene Information erfolgreich wiedergewonnen werden soll. Weil das zu entfernende Rauschen jedoch Gleichstrom hat, ist eine beachtliche Menge Zeit erforderlich, damit sich ein geeignetes Gleichstrom-Sperrfilter (d. h. ein Höchpassfilter mit einer sehr nahe bei Gleichstrom liegenden Ecke und einer sehr steilen Abklingcharakteristik) an die korrekte Menge an zu entfernendem Gleichstrom anpassen kann. Diese Zeit kann als Gleichstromversatz-Anpassungszeitraum bezeichnet werden. Aufgrund dieses Gleichstromversatzzeitraums muss der Empfänger zu einem Zeitpunkt vor Empfang des Nutzsignals wirksam eingeschaltet werden. Da sich die unerwünschte Gleichstrom-Rauschkomponente in der Mitte des Nutzsignals befindet, wird ferner auch eine bedeutende Menge an nützlicher Information, die in dem Nutzsignal enthalten ist, verloren gehen, wenn die Gleichstrom- Rauschkomponente herausgefiltert wird.
Um dieses Problem zu beheben, wurde ein VLIF-Empfänger vorgeschlagen, bei dem das empfangene Signal zunächst heruntergewandelt wird, so dass es um eine Zwischenfrequenz zentriert ist, die ungefähr gleich dem halben Kanalabstand ist (d. h. ungefähr gleich der halben Bandbreite des Nutzsignals), und es wird dann wieder auf Basisband heruntergewandelt. Auf diese Weise liegt die Gleichstromkomponente, die immer noch gebildet wird, wenn die erste Abwärtswandlung stattfindet, (frequenzmäßig) genau am Rand des Nutzsignals. Von hier aus kann die unerwünschte Gleichstromkomponente herausgefiltert werden, ohne soviel von der in dem Nutzsignal enthaltenen Information zu verlieren. Wenn man diese unerwünschte Rauschkomponente nach Abwärtswandlung von Zwischenfrequenz auf Basisband entfernt, wird sich nun ferner die Rauschkomponente weg von Gleichstrom befinden, und somit kann ein geeignetes Sperrfilter diese Komponente entfernen, ohne dass der Empfänger für den signifikanten Gleichstromversatz-Anpassungszeitraum eingeschaltet werden muss.
Es wurde jedoch überraschenderweise festgestellt, dass bei dem Versuch, ein einfaches reales (d. h. nichtkomplexes) Filter zu verwenden, das nicht nur die unerwünschte Rauschkomponente entfernt, sondern auch einen entsprechenden Teil des Signals herausfiltert, dessen Frequenz gleich groß ist wie die der verschobenen Gleichstrom-Rauschkomponente, aber das entgegengesetzte Vorzeichen hat, ein bedeutender Anteil der in dem Nutzsignal enthaltenen Information durch dieses Filtern verlorengeht.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen bereitgestellt, wobei die Vorrichtung folgendes umfasst: eine Hochfrequenz-Zwischenfrequenz- Abwärtswandlerstufe zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals; eine Zwischenfrequenz-Basisband-Abwärtswandlerstufe zum Empfangen des Zwischenfrequenzsignals und Ausgeben eines Basisbandsignals; und ein komplexes Sperrfilter zum Empfangen des Basisbandsignals und Ausgeben eines in dem Sperrfilter gefilterten Basisbandsignals, wobei das komplexe Sperrfilter einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert, während es einen entsprechenden Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.
Für einen Fachmann bezieht sich der Begriff Basisbandsignal selbstverständlich auf das Nutzsignal, das um Gleichstrom zentriert ist und Signale mit einer I- und Q- Komponente aufweist, die zusammen das Nutzsignal als komplexes Signal mit positiven und negativen Frequenzkomponenten darstellen.
Mit Hilfe eines komplexen Sperrfilters ist es möglich, die an einem Rand des Nutzsignals befindliche unerwünschte Gleichstrom-Rauschkomponente zu entfernen, ohne Signalinformation aus einem entsprechenden Teil des Nutzsignals an seinem entgegengesetzten Rand zu entfernen. Auf diese Weise braucht das Filter keinen langen Gleichstromversatz- Anpassungszeitraum, bevor es das unerwünschte Rauschen genau herausfiltern kann, wie dies bei einem Empfänger mit direkter Umwandlung der Fall wäre. Es hat sich dagegen gezeigt, dass die Verwendung eines nichtkomplexen Sperrfilters nicht wünschenswert ist wegen der nützlichen Signalinformation, die am anderen Rand des Nutzsignals verloren geht.
Vorzugsweise ist das komplexe Sperrfilter programmierbar, damit die Frequenz des aus dem Basisbandsignal herausgefilterten kleinen Teils nach Wunsch geändert werden kann. Damit kann die Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen gemäß der vorliegenden Erfindung leicht für unterschiedliche Standards (z. B. GSM, US TDMA, etc.) modifiziert werden.
Vorzugsweise hat das komplexe Sperrfilter um die Einkerbung herum ein asymmetrisches Ansprechverhalten. Unter asymmetrischem Ansprechverhalten versteht man, dass das Ansprechverhalten des Filters auf einer Seite der Einkerbung schärfer ist (d. h. weniger von dem von der Einkerbung entfernten Signal wegnehmen wird) als auf der anderen. Dies ist bei der vorliegenden Erfindung von Vorteil, da das Nutzsignal im Wesentlichen nur auf einer Seite der Einkerbung auftritt, so dass jegliche Wegnahme von Signal auf der anderen Seite der Einkerbung den Empfang von in dem Nutzsignal enthaltener erwünschter Information nicht beeinträchtigen wird. Es sei angemerkt, dass bei Verwendung eines asymmetrischen Sperrfilters das Sperrfilter nicht auf Gleichstrom liegen darf (da es dann nur ein einfaches Hochpassfilter wäre, das nicht komplex gemacht werden kann) Aus diesem Grund es ist besonders vorteilhaft, das komplexe Sperrfilter nach dem komplexen symmetrischen Multiplizierer oder nach der Zwischenfrequenz-Basisband-Abwärtswandlerstufe anzuordnen.
Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung einen Analog-Digital-Wandler (ADW), der dazu ausgelegt ist, das Hochfrequenzsignal (HF-Signal) oder das Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) oder Basisbandsignale von einem analogen in ein digitales Signal umzuwandeln. Idealerweise kann der ADW das ZF-Signal von einem analogen in ein digitales Signal Umwandeln. Wenn ein einfacher Tiefpass-ADW verwendet wird, ist es ganz klar notwendig, dass die zum Umwandeln des analogen Signals in ein digitales Signal verwendete Abtastfrequenz mindestens doppelt so groß ist wie die Komponente mit der höchsten Frequenz, die in dem in ein digitales Signal umzuwandelnden analogen Signal enthalten ist. Durch Bereitstellen einer sehr niedrigen Zwischenfrequenz ("very low IF") (VLIF), mit der das Nutzsignal heruntergewandelt wird, so dass es um eine Zwischenfrequenz von ungefähr der halben Bandbreite des Nutzsignals zentriert ist, wird das heruntergewandelte Nutzsignal ein Frequenzband von ungefähr 0 Hz bis zur Bandbreite des Nutzsignals einnehmen. Dies bedeutet, dass die Abtastrate nur etwa doppelt so groß sein muss wie die Bandbreite des Nutzsignals.
Vorzugsweise gibt die HF-ZF-Abwärtswandlerstufe das ZF-Signal als komplexes ZF-Signal aus, das erste und zweite ZF-Signale mit einer Quadraturkomponente umfasst. Dies ist von Vorteil, weil man dadurch zwischen Signalen und Signalbildern unterscheiden kann, die in dem Frequenzbereich liegen, der von dem ADW durchgelassen wird (d. h. zwischen minus der Bandbreite des Nutzsignals und plus der Bandbreite des Nutzsignals).
Wie oben erwähnt, sollte das Nutzsignal, wenn es in ein VLIF-Signal heruntergewandelt ist, vorzugsweise um eine sehr niedrige Zwischenfrequenz zentriert sein, die etwa dieselbe Größenordnung hat wie die Bandbreite des Nutzsignals. Insbesondere sollte das Nutzsignal, wenn es in ein VLIF-Signal heruntergewandelt ist, vorzugsweise um eine sehr niedrige Zwischenfrequenz zentriert sein, die etwa halb so groß ist wie die Bandbreite des Nutzsignals. Die genaue Wahl der sehr niedrigen Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert sein soll, wird davon abhängen, welche Art Signale die Vorrichtung genau empfangen und verarbeiten soll. Im Falle von GSM-Signalen sollte die sehr niedrige Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert ist, vorzugsweise im Bereich der halben Kanalabstandsfrequenz ±10% liegen. Idealerweise wird sie im Bereich der halben Kanalabstandsfrequenz +5% liegen. Im Falle von Signalen mit einer höheren Ordnung der Modulation (wie für EDGE [Enhanced Data for GSM Evolution] anzunehmen ist) liegt die sehr niedrige Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert sein sollte, vorzugsweise im Bereich der halben Kanalabstandsfrequenz + 10% - 20%. Es sei angemerkt, dass ein Fachmann sehr wohl weiß, dass der Begriff Kanalabstandsfrequenz den Frequenzabstand zwischen benachbarten Kanälen bedeutet, der definiert wird durch Messen entsprechender Punkte in den verschiedenen Kanälen (z. B. wird der Abstand zwischen den Mittelpunkten benachbarter Kanäle gleich der Kanalabstandsfrequenz sein).
Vorzugsweise umfasst das komplexe Sperrfilter ein erstes und ein zweites FIR-Filter ("Finite Impulse Response Filter"), zu denen jeweils ein voneinander verschiedener erster und zweiter Satz von Koeffizienten gehört, wobei einer der Sätze von Koeffizienten den Realteilen eines Satzes von komplexen Koeffizienten entspricht und der andere Satz von Koeffizienten den Imaginärteilen desselben Satzes von komplexen Koeffizienten entspricht. Wenn man sicherstellt, dass sowohl die I-Komponente als auch die Q-Komponente des Basisbandsignals mit dem ersten und zweiten FIR-Filter gefiltert werden (womit man vier gefilterte Signale erzeugt), und die dadurch erzeugten Signale entsprechend kombiniert, erhält man ein FIR-Filter mit komplexen Koeffizienten, die auf ein komplexes Signal einwirken, dessen Imaginär- und Realteile durch die Signale mit I- und Q-Komponente gegeben sind.
Vorzugsweise umfasst das komplexe Sperrfilter eine Inversionseinrichtung, mit der die Ausgänge von einem oder mehreren der FIR-Filter umgekehrt werden können, um dadurch die Funktionsweise des komplexen Sperrfilters dahingehend zu ändern, dass das komplexe Sperrfilter den kleinen Teil des um die erste Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, während es den entsprechenden Teil des um die zweite Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert.
Vorzugsweise ist die Vorrichtung als integrierte Schaltung ausgebildet.
Gemäß einer zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenz-Nutzsignals bereitgestellt, die folgendes umfasst: eine Hochfrequenz-Zwischenfrequenz- Abwärtswandlerstufe zum Empfangen des Hochfrequenz- Nutzsignals und zum Ausgeben eines komplexen Zwischenfrequenzsignals; einen Analog-Digital-Wandler zum Umwandeln des komplexen Zwischenfrequenzsignals in ein digitales komplexes Zwischenfrequenzsignal; eine Zwischenfrequenz- Basisband-Abwärtswandlerstufe zum Empfangen des digitalen komplexen Zwischenfrequenzsignals und zum Ausgeben eines digitalen komplexen Basisbandsignals; und ein komplexes Sperrfilter zum Empfangen des digitalen komplexen Basisbandsignals und zum Ausgeben eines in dem Sperrfilter gefilterten digitalen komplexen Basisbandsignals, wobei das komplexe Sperrfilter einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert, während es einen entsprechenden Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.
Gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenz-Nutzsignals bereitgestellt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: das Hochfrequenz- Nutzsignal wird empfangen und in ein komplexes Zwischenfrequenzsignal heruntergewandelt; das komplexe Zwischenfrequenzsignal wird von einem analogen Signal in ein entsprechendes digitales Signal umgewandelt; das digitale Zwischenfrequenzsignal wird in ein digitales Basisbandsignal umgewandelt; und das digitale Basisbandsignal wird mit einem komplexen Sperrfilter gefiltert, um einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals herauszufiltern, während ein ensprechender Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchgelassen wird, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden Ausführungsformen derselben nun lediglich beispielhaft anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben; darin zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm der Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenzsignals gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 eine Serie von Skizzen des Frequenzspektrums, um zu veranschaulichen, wie ein Hochfrequenz- Nutzsignal durch die verschiedenen Verarbeitungsstufen der Vorrichtung von Fig. 1 läuft;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines komplexen Sperrfilters, das sich zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung eignet; und
Fig. 4 eine ausführlichere Darstellung eines komplexen Sperrfilters, das sich zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung eignet.

Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Anhand von Fig. 1 ist nun zunächst die Vorrichtung 20, 30, 40, 50 zum Empfangen und Verarbeiten eines Signals gemäß der vorliegenden Erfindung zusammen mit einer zusätzlichen Schaltung 10, 62, 64 dargestellt, die sich auf beiden Seiten der Vorrichtung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung befindet. Die der Vorrichtung 20, 30, 40, 50 vorgeschaltete zusätzliche Schaltung 10 umfasst eine Antenne 12 zum Empfang der darauf auftreffenden Hochfrequenzsignale, ein Hochfrequenz- Bandpassfilter 14 zum Herausfiltern von Hochfrequenzsignalen mit einem großen Abstand von dem in Frage kommenden Frequenzbereich und einen rauscharmen Verstärker 16 zum Verstärken der Hochfrequenzsignale, die von dem Bandpassfilter 14 hindurchgelassen werden.
Der Ausgang des rauscharmen Verstärkers 16 wird dann in die Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenzsignals gemäß der vorliegenden Erfindung eingespeist. Diese Vorrichtung umfasst eine Hochfrequenz(HF)- Zwischenfrequenz(ZF)-Abwärtswandlerstufe 20, einen Analog- Digital-Wandler 30, eine ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 und ein komplexes Sperrfilter 50.
Die HF-ZF-Abwärtswandlerstufe 20 umfasst einen gleichphasigen (I) HF-Mischer 22, einen Quadratur- bzw. um 90º phasenverschobenen (Q) HF-Mischer 24, einen Quadraturphasenschieber 26 und einen Hochfrequenz-Lokaloszillator (HFMO) 28. Der HFMO 28 erzeugt HF-Signale mit einer solchen Frequenz, dass die Differenz zwischen der Frequenz der durch den HFMO 28 erzeugten Signale und der Mittenfrequenz des HF-Nutzsignals ungefähr gleich dem halben Kanalabstand der Serie von Kanälen ist, von denen einer das Nutzsignal enthält. Eines der Signale wird direkt an den I-Mischer 22 angelegt, während das zweite an den Quadraturphasenschieber 26 angelegt wird, wo seine Phase um ein Viertel eines Zyklus gegenüber der Phase des an den Mischer 22 angelegten Signals verschoben wird und dann an den Quadratur- bzw. um 90º phasenverschobenen (Q) HF-Mischer 24 angelegt wird. Außerdem wird an die Mischer 22, 24 der Ausgang des rauscharmen Verstärkers 16 angelegt. Die von den I- und Q-Mischern 22 und 24 ausgegebenen Signale werden dann tiefpassgefiltert, um den Großteil aller Störsignale und - komponenten im Wesentlichen zu entfernen, während das Nutzsignal ganz hindurchgelassen wird. Es sei angemerkt, dass der Einfachheit halber diese Filter nicht dargestellt wurden; man kann sie sich jedoch als in dem nachfolgend erörterten Analog-Digital-Wandler 30 enthalten denken. Es sei angemerkt, dass wegen der Frequenz der durch den HFMO 28 erzeugten Signale das resultierende ZF-Signal allgemein als Signal mit sehr niedriger Zwischenfrequenz (VLIF-Signal) bezeichnet wird, da das Zwischenfrequenz-Nutzsignal um eine sehr niedrige Zwischenfrequenz zentriert ist, die dieselbe Größenordnung hat wie die Bandbreite des Nutzsignals.
Die ausgegebenen I- und Q-Signale aus den HF-Mischern 22 bzw. 24 werden dann in den Analog-Digital-Wandler 30 eingegeben. Wie oben erwähnt, kann man sich den Analog- Digital-Wandler 30 als ein oder mehrere Tiefpassfilter enthaltend denken, um sowohl die I- als auch die Q-Signale einzeln zu filtern und um alle Störsignale und - signalkomponenten zu entfernen, deren Frequenzen höher sind als die der Komponenten mit der höchsten Frequenz in dem ZF-Nutzsignal. Wenn man GSM-Signale als Beispiel heranzieht, beträgt der Kanalabstand der GSM-Signale 200 kHz und ein HF-Nutzsignal könnte zum Beispiel um eine Hochfrequenz von 900 MHz zentriert sein und wird sich über ungefähr 900 MHz ± 100 kHz erstrecken. Der HFMO 28 könnte dann ein Signal mit ungefähr 900 MHz + 100 kHz oder 900 MHz - 100 kHz erzeugen. Nach der Abwärtswandlung wird das Nutzsignal dann um -100 kHz oder um +100 kHz zentriert sein und wird das Band von Gleichstrom bis ± 100 kHz einnehmen. Alle anderen in den benachbarten Kanälen enthaltenen Funksignale werden ebenfalls von den Mischern 22, 24 heruntergewandelt, werden aber im Allgemeinen höherfrequente Abschnitte des Spektrums einnehmen, und diese werden meistens herausgefiltert, bevor das ZF-Nutzsignal durch den Analog-Digital-Wandler 30 geschickt wird.
Der Analog-Digital-Wandler (ADW) 30 ist vorzugsweise ein Sigma-Delta-ADW, dessen Aufbau in der Technik wohlbekannt ist und hier nicht näher erläutert wird. Die digitalisierten Zwischenfrequenzsignale werden dann zu der ZF- Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 übertragen. In der ZF- Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 wird das ZF-Nutzsignal weiter durch die ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40. auf Basisband (so dass es um Gleichstrom zentriert ist) heruntergewandelt. Eine geeignete ZF-Basisband- Abwärtswandlerstufe dieser Art wird in der Europäischen Patentanmeldung EP 1,058,378 A, veröffentlicht am 06.12.2000, näher beschrieben. Die ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 kann man sich jedoch einfach als aus einer komplexen Multipliziereranordnung bestehend denken, mit der das von dem ADW 30 ausgegebene ZF-Signal mit einem zweiten komplexen Signal multipliziert wird, dessen Frequenz um die Mittenfrequenz des ZF-Nutzsignals kleiner ist. Für einen Fachmann versteht es sich, dass eine solche komplexe Multiplikation das Mischen der I- und Q-Komponenten des ZF-Signals erfordern wird. Im Falle eines Ungleichgewichts zwischen den I- und Q-Komponenten des ZF-Signals würde dies dazu führen, dass unerwünschte Bildsignale in dem Basisband-Nutzsignal auftauchen. Um solche unerwünschten Effekte zu minimieren, umfasst die ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe vorzugsweise Einrichtungen zum Ausgleich von I und Q. Solche Ausgleichseinrichtungen werden in der oben genannten gleichzeitig anhängigen Europäischen Anmeldung ausführlicher beschrieben.
Die von der ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 ausgegebenen I- und Q-Basisbandsignale werden dann in das komplexe Sperrfilter 50 eingegeben. Zweck des komplexen Sperrfilters 50 ist es, einen Rauschzacken zu entfernen (d. h. Rauschen, das zwar eine große Amplitude hat, aber ein Basisbandsignal ist, das sich im gleichen Abstand von Gleichstrom befindet wie das unerwünschte Rauschsignal, aber ein entgegengesetztes Vorzeichen hat.) Eine geeignete Anordnung zur Durchführung der komplexen Sperrfunktion wird nachfolgend ausführlicher beschrieben.
Die von dem komplexen Sperrfilter 50 ausgegebenen I- und Q-Signale werden dann durch Selektivitätsfilter 62, 64 weiter gefiltert, um sämtliche Störsignalkomponenten zu entfernen, deren Frequenz höher ist als die der Nutzsignalkomponenten mit der höchsten Frequenz. Die von den Selektivitätsfiltern 62, 64 ausgegebenen I- und Q-Signale würden dann durch einen geeigneten digitalen Signalprozessor weiterverarbeitet, um die ursprüngliche Information zu bekommen, mit der das hochfrequente Trägernutzsignal moduliert wird.
In Fig. 2 veranschaulichen nun die Fig. 2a, 2b, 2c und 2d ein Nutzsignal 100 in unterschiedlichen Stufen der Verarbeitung durch die in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung. In Fig. 2a ist das Nutzsignal 100 um eine Hochfrequenz von 0,9 GHz zentriert. Der Kanal, in dem das Nutzsignal im Wesentlichen enthalten ist, ist 200 kHz breit und erstreckt sich von einer gestrichelten äußeren Linie zur anderen. Das Nutzsignal 100 ist Bestandteil eines größeren Hochfrequenzsignals 90, das Signale aus anderen Kanälen etc. umfasst, doch der Übersichtlichkeit halber gehen wir hier davon aus, dass das Hochfrequenzsignal 90 ganz aus dem Nutzsignal 100 besteht, und die Auswirkungen benachbarter und alternativer Signale werden für die Zwecke der vorliegenden Anmeldung ignoriert.
In Fig. 2b wurde das Nutzsignal 100 durch die HF-ZF- Abwärtswandlerstufe 20 heruntergewandelt, so dass es nun um 100 kHz zentriert ist. Neben dem Nutzsignal 100 ist auch noch ein Zacken 110 bei Gleichstrom dargestellt. Der Zacken 110 und das Nutzsignal 100 zusammen mit weiterem Rauschen oder weiteren Signalen (nicht dargestellt) bilden das gesamte ZF-Signal 91. Der Zacken 110 stellt unerwünschtes Gleichstromrauschen dar, das auf Leckstrom aus dem HFMO 28 zurückzuführen ist, der zusammen mit dem Nutzsignal an der Empfangsantenne 12 empfangen wird, und auch auf Nichtlinearitäten zweiter Ordnung in jeder der in den I- und Q- Signalwegen enthaltenen analogen Komponenten vor Umwandlung in digitale Signale durch den Sigma-Delta-ADW 30.
Es sei angemerkt, dass es in der Praxis neben dem in der Figur gezeigten Gleichstromrauschen auch noch eine andere Quelle für Rauschen gibt, das allgemein als 1/f- oder Funkelrauschen bezeichnet wird, das hauptsächlich durch Widerstände verursacht wird. Dieses Rauschen bewirkt, dass der Gleichstromzäcken 110 tatsächlich ein endliches Spektrum hat, das sich im vorliegenden Beispiel bis ± 10 kHz erstreckt. Da das 1/f-Rauschen zusammen mit dem Gleichstromrauschen verschoben wird, wird durch die nachfolgend beschriebene Beseitigung des Gleichstromrauschens auch das 1/f-Rauschen beseitigt. Ferner kann die Breite des nachfolgend beschriebenen Filters ohne weiteres so ausgelegt werden, dass das 1/f-Rauschen zusätzlich zu dem Gleichstromrauschen beseitigt wird.
In Fig. 2c wurde das Nutzsignal 100 durch die ZF- Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 weiter heruntergewandelt. Infolge dieser weiteren Abwärtswandlung auf Basisband wurde auch der Störzacken 110 soweit heruntergewandelt, dass er bei ungefähr -100 kHz liegt. In Fig. 2c haben wir also ein Basisbandgesamtsignal 92, welches das um Gleichstrom zentrierte Nutzsignal 100, den Störzacken 110 und weiteres Rauschen bzw. weitere Signale (nicht dargestellt) umfasst.
In Fig. 2d umfasst das Basisbandgesamtsignal 92 nun das Nutzsignal 100 zusammen mit der Einkerbung 111. Diese stellt das Basisbandsignal 92 nach der weiteren Verarbeitung durch das komplexe Sperrfilter 50 dar. Es sei angemerkt, dass der Teil 112 des Nutzsignals 100, der der Einkerbung 111 entspricht, weil er die gleiche Frequenz, aber das entgegengesetzte Vorzeichen hat (d. h. der Teil 112 liegt bei +100 kHz im Gegensatz zu der Einkerbung 111, die bei -100 kHz liegt), von dem komplexen Sperrfilter 50 nicht beeinflusst wird. Das heißt, es gibt keine entsprechende Einkerbung bei 112, wie dies bei Verwendung eines nichtkomplexen Filters der Fall wäre.
In Fig. 3 veranschaulicht nun das Blockdiagramm eine mögliche Hochpegelanordnung für das komplexe Sperrfilter 50. Aus Fig. 3 ist zu entnehmen, dass das komplexe Sperrfilter 50 ein erstes reales FIR-Sperrfilter 310 (FIR = Finite Impulse Response), ein erstes imaginäres FIR- Sperrfilter, ein zweites reales FIR-Sperrfilter 330 und ein zweites imaginäres FIR-Sperrfilter 340 umfasst. Das komplexe Sperrfilter 50 umfasst außerdem einen ersten Addierer/Subtrahierer 350 mit einem ersten Eingang 351 und einem zweiten Eingang 352 und einen zweiten Addierer/Subtrahierer 360 mit einem ersten Eingang 361 und einem zweiten Eingang 362. Die ersten realen und imaginären FTR-Sperrfilter 310, 320 können die I-Komponente des komplexen Basisbandsignals empfangen, und die zweiten realen und imaginären FIR- Sperrfilter 330, 340 können die Q-Komponente des Basisbandsignals als Ausgang der ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 von Fig. 1 empfangen. Der Ausgang der ersten realen und imaginären FIR-Sperrfilter 310, 320 wird in den ersten Eingang 351, 361 des ersten bzw. zweiten Addierers/Subtrahierers 350, 360 eingegeben. Analog dazu werden die zweiten realen und imaginären FIR-Sperrfilter 330, 340 in die zweiten Eingänge 362, 352 des zweiten bzw. ersten Addierers/Subtrahierers 360, 350 eingegeben.
Um die Funktionsweise des in Fig. 3 gezeigten komplexen Sperrfilters 50 zu verstehen, sollte man berücksichtigen, dass das von der ZF-Basisband-Abwärtswandlerstufe 40 ausgegebene Basisbandsignal ein komplexes Signal x(k) ist, das gegeben ist durch:
x(k) = I(k) + jQ(k) Gleichung 1
wobei I(k) die auf dem I-Weg fließenden Abtastwerte darstellt und Q(k) den auf dem Q-Weg fließenden Abtastwert darstellt.
Ein normales, reales FIR-Filter kann mathematisch dargestellt werden durch seine Z-Domänen-Übertragungsfunktion H(z), die gegeben ist durch:
H(z) = A&sub0; + A&sub1;Z&supmin;¹ + A&sub2;Z&supmin;² + ...
wobei die Koeffizienten A&sub0;, A&sub1;, A&sub2; die Filterkoeffizienten und in diesem Fall alle real sind.
Die Gleichungen, die die Funktionsweise eines Filters mit einer gegebenen Übertragungsfunktion beschreiben, können ausgedrückt werden durch:
Y(z) = X(z)H(z) y(k) = x(k)·h(k) Gleichung 3
wobei Y(z) die z-Transformierte von y(k) ist, welches das Ausgangssignal in der Zeitdomäne ist; X(z) ist die z- Transformierte von x(k), und h(k) ist die umgekehrte z- Transformierte von H(z).
Durch Erweitern des zweiten Teils von Gleichung 3 erhält man:
y(k) = A&sub0;x(k) + A&sub1;x(k - 1) + A&sub2;x(k - 2) = A&sub0;(I(k) + jQ(k)) + A&sub1;(I(k - 1) + jQ(k - 1)) + ... Gleichung 4
y&sub1;(k) = A&sub0;I(k) + A&sub1;I(k - 1) + A&sub2;I(k - 2) + ... Gleichung 5
yQ(k) = A&sub0;Q(k) + A&sub1;Q(k - 1) + A&sub2;Q(k - 2) + ... Gleichung 6
Anhand der Gleichungen 5 und 6 kann man ableiten, dass es zum Filtern komplexer Vektordaten der Form x(k) = I(k) + jQ(k) durch ein FIR-Filter mit nichtkomplexen Koeffizienten, ausreicht, sowohl auf dem I-Weg als auch auf dem Q-Weg identische Filter anzuordnen, und dies ist die normale Art, ein FIR-Filter zu konstruieren. Ein solches Filter hat jedoch ein symmetrisches Ansprechverhalten um Gleichstrom herum. Um diesen Nachteil auszuschalten, kann ein komplexes Filter hergestellt werden, indem man ein nichtkomplexes Filter mit einer Sperrantwort, die größer ist als erwünscht (z. B. bei 150 kHz), verwendet und dann diese Antwort in die eine oder andere Richtung verschiebt, so dass man asymmetrische Einkerbungen hat (z. B. bei -100 kHz und +200 kHz). Um diese Verschiebung zu bewirken, kann man ein nichtkomplexes FIR-Filter mit einer Übertragungsfunktion gemäß Gleichung 2 verwenden und jeden Koeffizienten mit einem konstanten Koeffizienten der Form exp{jnωshiftτ} multiplizieren, wobei n der Koeffizientenindex ist (der die zu einem Abtastwert mit dem Koeffizienten n gehörige Zeit darstellt, wobei die tatsächliche Zeit des Abtastwertes gegeben ist durch nτ, wobei τ die Abtastperiode des Signals x(k) ist).
Durch Substitution von z = ejωτ in Gleichung 2 erhält man:
H(ejωτ) = A&sub0; + A&sub1;ejωτ + A&sub2;ejωτ + ...
Und durch Multiplikation jedes Terms mit exp{jnωshiftτ} erhält man:
H'(ejωτ) = A&sub0; + A&sub1;e-jωτejωshiftτ + A&sub2;e-jωτej2ωshiftτ + ... = A&sub0; + A&sub1;e-j(ω-ωshift)τ + A&sub2;e-j2(ω-ωshift)τ + ...
was effektiv auf eine Frequenzverschiebung ωshift der spektralen Empfindlichkeit gegenüber der ursprünglichen Übertragungsfunktion H(z) hindeutet. Um nun eine Gleichungsstruktur mit einer konstanten Koeffizientendifferenz aufrechtzuerhalten, wird jeder Koeffizient der Übertragungsfunktion mit realen Koeffizienten einfach mit dem komplexen Verschiebungskoeffizienten multipliziert, und zwar wie folgt:
H'(z) = A&sub0; + A&sub1;ejωshiftτZ&supmin;¹ + A&sub2;ej2ωshiftτZ&supmin;² + A&sub3;j3ωshiftτZ&supmin;³ + ...
Durch Erweitern der Verschiebungskoeffizienten exp{jnωshiftτ} in ihre Form (a + jb) und Setzen von Cin = a·An und Cqn = b·An erhält man eine neue Gleichung mit allen komplexen Koeffizienten, wie unten angegeben:
H(z) = (Ci0 + jCqo) + (Ci1 + jCq1)Z&supmin;¹ + (Ci2 + jCq2)Z&supmin;² + ... = Ci0 +Ci1Z&supmin;¹ + Ci2Z&supmin;² + ... + j[Cq0 +Cq1Z&supmin;¹ + Cq2Z&supmin;² + ...]
Die Darstellung der Zeitdomäne dieser Übertragungsfunktion ist wieder eine Gleichung mit einer konstanten Koeffizientendifferenz, die ein Eingangssignal x(k) filtert, wie unten angegeben:
Y(z) = X(z)H(z) y(k) = x(k)·h(k)
y(k) = Ci0x(k) + Ci1x(k - 1) + Ci2x(k - 2) + ... + j(Cq0x(k) + Cq1x(k - 1) + Cq2x(k - 2) + ...]
Wenn wir nun durchwegs I(k) + jQ(k) anstelle von x(k) setzen, erhalten wir die folgende Gleichung nach Multiplikation und Paarbildung:
Physikalisch gesehen ist dies genau das, was in dem komplexen Filter 50 von Fig. 3 implementiert ist. Die Addierer/Subtrahierer 350, 360 haben jeweils zusätzlich ein programmierbares Vorzeichen, um das Einkerbungsspektrum nach links oder nach rechts verschieben zu können, je nach dem Mischvorgang des komplexen Multiplizierers 50.
Anhand von Fig. 3 ist nun wiederum zu sehen, dass das erste und zweite reale FIR-Sperrfilter 310, 330 wirklich einfach normale FIR-Filter mit Koeffizienten Ci0, Ci1, Ci2 ... sind, und dass das erste und zweite imaginäre FIR- Sperrfilter 320, 340 einfach normale FIR-Filter mit Koeffizienten Cq0, Cq1, Cq2 ... sind. Ferner ist zu sehen, dass die normalen gewünschten Einstellungen für die Eingänge 351, 352, 361, 362 der Addierer/Subtrahierer 350, 360 derart wären, dass die Eingänge 351, 361, 362 alles nichtinvertierende oder addierende Eingänge sind, mit Ausnahme des zweiten Eingangs 352 des ersten Addierers/Subtrahierers 350. Um jedoch das Ansprechverhalten des Filters in die andere Richtung zu verschieben, würde man die Eingänge 361, 352 der Addierer/Subtrahierer 360, 350 umkehren, die die Signale von dem ersten und zweiten imaginären FIR-Sperrfilter 320, 340 empfangen. Dies ist offensichtlich, wenn man berücksichtigt, dass
ejωshiftτ = cos(ωshiftτ) + isin(ωshiftτ)
und
e-jωshiftτ = cos(ωshiftτ) - isin(ωshiftτ).
Anhand von Fig. 4 ist nun eine detailliertere mögliche Ausführungsform für das in Fig. 3 gezeigte komplexe Sperrfilter 50 dargestellt. Das komplexe Sperrfilter 50 umfasst also ein I-Komponenten-Speicherregister 410, ein erstes Register 420 für reale Koeffizienten, ein erstes Register 430 für imaginäre Koeffizienten, einen ersten Satz von Multiplizierern 440 für reale Terme, einen ersten Satz von Multiplizierern 450 für imaginäre Terme, einen ersten Addierer 460 für reale Terme und einen ersten Addierer 470 für imaginäre Terme; ein Q-Komponenten-Speicherregister 510, ein zweites Register 520 für reale Koeffizienten, ein zweites Register 530 für imaginäre Koeffizienten, einen zweiten Satz von Multiplizierern 540 für reale Terme, einen zweiten Satz von Multiplizierern 550 für imaginäre Terme, einen zweiten Addierer 560 für reale Terme und einen zweiten Addierer 570 für imaginäre Terme; und einen ersten Addierer/Subtrahierer 610 mit einem ersten Eingang 611 und einem zweiten Eingang 612 und einen zweiten Addierer/Subtrahierer 620 mit einem ersten Eingang 621 und einem zweiten Eingang 622. Das I-Komponenten-Speicherregister 410 speichert Signalwerte I(k), I(k - 1), I(k - 2) ... für I- Komponenten. Das erste Register 420 für reale Koeffizienten speichert die Koeffizienten Ci0, Ci1, Ci2. Das erste Register 4 : 30 für imaginäre Koeffizienten speichert die Koeffizienten Cq0, Cq1, Cq2. Der erste Satz von Multiplizierern 440 für reale Terme führt die Multiplikationen Ci0·I(k); Ci1·I(k - 1), Ci2·I(k - 2), ... aus. Der erste Satz von Multiplizierern 450 für imaginäre Terme führt die Multiplikationen Cq0-·I(k), Cq1·I(k - 1), Cq2·I(k - 2), ... aus. Der erste Addierer 460 für reale Terme addiert die Ausgänge des ersten Satzes von Multiplizierern 440 für reale Terme, und der erste Addierer 470 für imaginäre Terme addiert die Ausgangsprodukte des ersten Satzes von Multiplizierern 450 für imaginäre Terme.
Analog dazu speichert das Q-Komponenten- Speicherregister 510 die Q-Komponentenwerte Q(k), Q(k - 1), Q(k - 2), .... Das zweite Register 520 für reale Koeffizienten speichert die Koeffizienten Ci0, Ci1, Ci2, .... Das zweite Register 530 für imaginäre Koeffizienten speichert die Koeffizienten Cq0, Cq1, Cq1, Cq2, .... Der zweite Satz von Multiplizierern 540 für reale Terme führt die Multiplikationen Ci0·Q(k), Ci1·Q(k - 1), Ci2·Q(k - 2), ... aus. Der zweite Satz von Multiplizierern 550 für imaginäre Terme führt die Multiplikationen Cq0·Q(k), Cq1·Q(k - 1), Cq2·-Q(k - 2), ... aus. Der zweite Addierer 560 für reale Terme addiert die von dem zweiten Satz von Multiplizierern 540 für reale Terme ausgegebenen Produkte, und der zweite Addierer 570 für imaginäre Terme addiert die von dem zweiten Satz von Multiplizierern 550 für imaginäre Terme ausgegebenen Produkte.
Die Ausgänge des ersten Addierers 460 für reale Terme und des ersten Addierers 470 für imaginäre Terme sowie des zweiten Addierers 560 für reale Terme und des zweiten Addierers 570 für imaginäre Terme entsprechen genau den Ausgängen des in Fig. 3 gezeigten ersten realen FIR- Sperrfilters 310 und des ersten imaginären FIR-Sperrfilters 320 sowie des zweiten realen FIR-Sperrfilters 330 und des zweiten imaginären FIR-Sperrfilters 340, und analog dazu entspricht der erste und zweite Addierer/Subtrahierer 610, 620 genau dem ersten und zweiten Addierer/Subtrahierer 350 und 360 von Fig. 3, so dass diese hier nicht näher beschrieben werden.
Es sei angemerkt, dass der Aufbau von Fig. 3 darauf hindeutet, dass eine große Zahl von Multiplikationen durchgeführt werden muss, um die FIR-Filterfunktionen durchzuführen. Die Koeffizienten Cin, Cqn sind jedoch vorzugsweise sehr einfach und kleinzahlig gewählt. Auf diese Weise sind die Multiplikationen in der Tat nicht schwierig und können oft einfach dadurch vorgenommen werden, dass man die zu multiplizierenden Zahlen digital verschiebt, und/oder mit anderen Verfahren, die für einen Fachmann gut verständlich sind. Vorzugsweise beträgt die durchschnittliche Zahl von Stellen pro Koeffizient weniger als 3 und idealerweise weniger als 2,5.

Claims

1. Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen, wobei die Vorrichtung folgendes umfasst:

eine Hochfrequenz-Zwischenfrequenz-Abwärtswandlerstufe (20) zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals; eine Zwischenfrequenz- Basisband-Abwärtswandlerstufe (40) zum Empfangen des Zwischenfrequenzsignals und zum Ausgeben eines Basisbandsignals; dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung ein komplexes Sperrfilter (50) zum Empfangen des Basisbandsignals und zum Ausgeben eines in dem Sperrfilter gefilterten Basisbandsignals umfasst, wobei das komplexe Sperrfilter (50) einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert, während es einen entsprechenden Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner einen Analog- Digital-Wandler (30) zum Umwandeln des Hochfrequenz- oder des Zwischenfrequenz- oder des Basisbandsignals von einem analogen Signal in ein digitales Signal umfasst.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der der Analog- Digital-Wandler (30) so ausgelegt ist, dass er das Zwischenfrequenzsignal von einem analogen Signal in ein digitales Signal umwandelt.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Hochfrequenz-Zwischenfrequenz- Abwärtswandlerstufe (20) das Zwischenfrequenzsignal als komplexes Zwischenfrequenzsignal ausgibt, das erste und zweite Zwischenfrequenzsignale mit einer Quadraturkomponente umfasst.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Hochfrequenz- Zwischenfrequenz-Stufe (20) ein Signal mit sehr niedriger Zwischenfrequenz ausgibt, so dass ein in dem Signal mit sehr niedriger Zwischenfrequenz enthaltenes Nutzsignal um eine sehr niedrige Zwischenfrequenz zentriert ist, die etwa dieselbe Größenordnung hat wie die Bandbreite des Nutzsignals.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der das Nutzsignal in einem von mehreren Frequenzteilungskanälen enthalten ist, die frequenzmäßig so angeordnet sind, dass entsprechende Punkte in benachbarten Kanälen um eine Kanalabstandsfrequenz voneinander getrennt sind, und bei der die sehr niedrige Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert ist, ungefähr die Hälfte der Kanalabstandsfrequenz beträgt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die sehr niedrige Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert ist, im Bereich der halben Kanalabstandsfrequenz plus oder minus 10 % liegt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die sehr niedrige Zwischenfrequenz, um die das Nutzsignal zentriert ist, im Bereich der halben Kanalabstandsfrequenz plus zwischen 10% und 20% liegt.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das komplexe Sperrfilter (50) ein erstes und ein zweites FIR-Filter ("finite impulse response filter") umfasst, zu denen jeweils ein voneinander verschiedener erster und zweiter Satz von Koeffizienten gehört, wobei einer der Sätze von Koeffizienten den Realteilen eines Satzes von komplexen Koeffizienten entspricht und der andere Satz von Koeffizienten den Imaginärteilen desselben Satzes von komplexen Koeffizienten entspricht.

10. Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der das komplexe Sperrfilter (50) ferner eine Inversionseinrichtung umfasst, mit der die Ausgänge von einem oder mehreren der FIR-Filter umgekehrt werden können, um dadurch die Funktionsweise des komplexen Sperrfilters (50) dahingehend zu ändern, dass das komplexe Sperrfilter (50) den kleinen Teil des um die erste Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, während es den entsprechenden Teil des um die zweite Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert.

11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das komplexe Sperrfilter (50) programmierbar ist, damit die Frequenz des aus dem Basisbandsignal herausgefilterten kleinen Teils nach Wunsch geändert werden kann.

12. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das komplexe Sperrfilter (50) um die Einkerbung herum ein asymmetrisches Ansprechverhalten hat.

13. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die als integrierte Schaltung ausgebildet ist.

14. Vorrichtung zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenz-Nutzsignals mit einer Hochfrequenz- Zwischenfrequenz-Abwärtswandlerstufe (20) zum Empfangen des Hochfrequenz-Nutzsignals und zum Ausgeben eines komplexen zwischenfrequenzsignals; einem Analog-Digital-Wandler (30) zum Umwandeln des komplexen Zwischenfrequenzsignals in ein digitales komplexes Zwischenfrequenzsignal; einer Zwischenfrequenz-Basisband-Abwärtswandlerstufe (40) zum Empfangen des digitalen komplexen Zwischenfrequenzsignals und zum Ausgeben eines digitalen komplexen Basisbandsignals; dadurch gekennzeichnet, dass sie ein komplexes Sperrfilter (50) zum Empfangen des digitalen komplexen Basisbandsignals und zum Ausgeben eines in dem Sperrfilter gefilterten digitalen komplexen Basisbandsignals umfasst, wobei das komplexe Sperrfilter (50) einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert, während es einen entsprechenden Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.

15. Verfahren zum Empfangen und Verarbeiten eines Hochfrequenz-Nutzsignals, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: das Hochfrequenz-Nutzsignal wird gehalten und in ein komplexes Zwischenfrequenzsignal heruntergewandelt; das komplexe Zwischenfrequenzsignal wird von einem analogen Signal in ein entsprechendes digitales Signal umgewandelt; das digitale Zwischenfrequenzsignal wird in ein digitales Basisbandsignal umgewandelt; dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Verfahren das digitale Basisbandsignal mit einem komplexen Sperrfilter gefiltert wird, um einen kleinen Teil des um eine erste von Null verschiedene Frequenz zentrierten Basisbandsignals im Wesentlichen herausfiltert, während es einen entsprechenden Teil des Basisbandsignals im Wesentlichen hindurchlässt, der um eine zweite Frequenz derselben Größe zentriert ist, aber zur ersten Frequenz entgegengesetztes Vorzeichen hat.