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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf eine digitale Signalverarbeitungsanordnung, wie in dem
Oberbegriff des Anspruchs 1 definiert. Die vorliegende Erfindung
bezieht sich ebenfalls auf einen Empfänger und ein Verfahren zum
Verarbeiten digitaler Signale.
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Eine Signalverarbeitungsanordnung,
wie in dem Oberbegriff des Anspruchs 1 definiert, ist aus EP-A-0.486.095
bekannt. Sie eignet sich insbesondere zum Gebrauch in einem Empfänger zum
Empfangen von HF-trägermodulierter
Information, wobei es sich beispielsweise um Rundfunk- oder Fernsehprogramme
handeln kann.
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Bei dem bekannten Empfänger, dargestellt
in 1, geht ein Empfangssignal
zunächst
durch einen analogen HF-Eingangsteil mit Filtern 2 und 4 und mit
einem Verstärker 3,
und wird danach durch einen Analog-Digitalwandler 5 digitalisiert.
Der Spalter 6 transformiert das digitalisierte Empfangssignal
entsprechend einer ersten Transformationsfunktion (D) bzw. einer
zweiten Transformationsfunktion (HT). Auf entsprechende Weise werden
ein erstes Spaltsignal (xi) und ein zweites Spaltsignal (yi) erhalten,
die einem digitalen Quadraturprozessor 200 zugeführt werden.
In diesem Prozessor wird ein gewünschter Träger selektiert
und danach demoduliert.
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Bei dem bekannten Empfänger umfasst
der digitale Quadraturprozessor 200 einen ersten digitalen
Koordinatenrotationscomputer (Cordic) 9, Filter 10 und 11 und
einen zweiten Cordic 12. Der erste Cordic 9 funktioniert
als eine digitale Quadraturmischoszillatorstufe, die eine Frequenzumsetzung effektuiert.
Der erste Cordic 9 kann derart abgestimmt werden, dass
der gewünschte
Träger
in das Durchlassband der Filter 10 und 11 in der
Frequenz umgesetzt wird. Die Filter 10 und 11 schaffen
die gewünschte
Kanalselektivität.
Sie unterdrücken
Störsignale,
die gegenüber
dem gewünschten
Träger
in der Frequenz anliegend sind. Der gefilterte und in der Frequenz
umgesetzte gewünschte
Träger
wird zur Demodulation dem zweiten Cordic 12 zugeführt. Der zweite
Cordic 12 funktioniert als ein Kartese-zu-Polumsetzer,
der den gewünschten
Träger
in der Amplitude sowie in der Phase demodulieren kann.
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Bei dem bekannten Empfänger sollen
der Spalter 6 und der erste Cordic 9 mit einer
Taktfrequenz arbeiten, die wenigstens die Abtastfrequenz des Analog-Digital- wandlers 5 ist.
In EP-A-0.486.095 wird ein Beispiel eines FM-Rundfunkempfängers beschrieben,
wobei die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 350 MHz beträgt. In einem
derartigen Empfänger
wird der erste Cordic 9 typischerweise die Form einer integrierten
Schaltung mit Hochgeschwindigkeitsanordnungen haben. In dem Fall
wird der Stromverbrauch des ersten Cordics 9 etwa 1 Watt sein.
Dies übersteigt
wesentlich den Stromverbrauch einer analogen Quadraturmischoszillatorstufe,
die funktionell mit dem ersten Cordic 9 vergleichbar ist.
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Es ist nun u. a. eine Aufgabe der
vorliegenden Erfindung eine digitale Signalverarbeitungsanordnung
mit einem digitalen Quadraturprozessor zu schaffen, der weniger
Leistung aufnimmt als der in der bekannten Signalverarbeitungsanordnung.
Eine der- artige digitale Signalverarbeitungsanordnung ist in Anspruch
1 definiert. Außerdem
schafft die vorliegende Erfindung einen Empfänger, wie dieser in Anspruch
3 definiert ist und Verfahren zum Verarbeiten digitaler Signale,
wie in den Ansprüchen
8 und 9 definiert. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
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Kurz gesagt wird in der vorliegenden
Erfindung die Abtastfrequenz des digitalisierten Empfangssignals
in dem Spalter reduziert. Auf entsprechende Art und Weise kann der
digitale Quadratur-Mischoszillator mit einer niedrigeren Taktfrequenz arbeiten
und wird dadurch weniger Leistung aufnehmen. Aliasing (Rückfaltung),
verursacht durch die Unterabtastung in dem Spalter, wird durch eine
spezifische Größen- und
Phasenbeziehung zwischen den Transformationsfunktionen des Spalters
vermieden. Diese Beziehung ist derart, dass ein Signal, das sonst
"aliasen" würde,
durch die erste Transformationsfunktion im Wesentlichen um 90° weniger
in der Phase verschoben wird, während
die Größe des Signals
im Wesentlichen auf entsprechende Weise beeinträchtigt wird.
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Der vorliegenden Erfindung liegt
die Erkenntnis zugrunde.
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Es kann ein Unterschied gemacht werden
in Termen positiver und negativer
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Frequenzen an dem Eingang des digitalen Quadraturprozessors.
Der genannte Prozessor ist entweder empfindlich für positive
Frequenzanteile oder für
negative Frequenzanteile innerhalb eines bestimmten Bandes Q. Bei
Unterabtastung in dem Spalter falten positive Frequenzanteile in
einem Band X in das Band Q zurück,
während
negative Frequenzanteile in einem Band Y, welches das Bild des Bandes
X gegenüber
der Frequenz Null ist, nicht zurückfalten
oder umgekehrt.
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Die Amplitudenbalance zwischen den
positiven Frequenzanteilen in dem genannten Band X und den negativen
Frequenzanteilen in dem genannten Band Y kann von der gegenseitigen
Größen- und Phasencharakteristik
der Transformatiorisfunktionen beeinflusst werden. Rückfaltung
wird dadurch vermieden, dass Frequenzanteile in dem Band, das nicht
zurückfaltet,
Y oder X, maximiert werden, während
Frequenzanteile in dem Band, das zurückfaltet, X oder Y, minimiert
werden.
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Im Grunde kann jeder beliebige Type
eines Filters benutzt werden zum Implementieren der genannten Transformationsfunktionen;
nur die gegenseitigen Größen- und
Phasencharakteristiken der Filter sind von Bedeutung. Durch die
Tatsache, dass der digitale Quadraturprozessor im Band begrenzt
ist, brauchen die genannten gegenseitigen Phasenund Größencharakteristiken
nur spezifischen Anforderungen in einem begrenzten Frequenzbereich
zu entsprechen, damit Rückfaltung
vermieden wird. In vielen Fällen
können
die Transformationsfunktionen dadurch mit relativ wenig Schaltungselementen
implementiert werden.
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Auf vorteilhafte Weise werden die
genannten Transformationsfunktionen als Filter implementiert, wobei
die Filterkoeffizienten durch Mittel zum Bitverschieben von Signalabtastwerten
und daraufhin durch Mittel zum Kombinieren der bitverschobenen Signalabtastwerte
bestimmt werden. Dies ist eine Hardware- und/oder Software-effiziente
Alternative für
den Gebrauch von Multiplizierern.
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Auf vorteilhafte Weise hat eine der
genannten Transformationsfunktionen eine symmetrische Impulsantwort
und die andere Transformationsfunktion hat eine antisymmetrische
Impulsantwort. Dies ermöglicht
eine Hardware- und/oder Software-effiziente Implementierung dieser
Transformationsfunktionen. Es sind nur relativ wenig Skalierungen
von Signalabtastwerten erforderlich zum Schaffen der (anti)symmetrischen
Impulsantworten.
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Auf vorteilhafte Weise umfasst der
genannte digitale Quandraturprozessor eine Quadraturdezimierstufe,
die zwischen dem Eingang und weiteren Stufen des Quadraturprozessors
gekoppelt ist. Dies kann die Leistungsaufnahme des genannten Prozessors
noch weiter reduzieren. Durch eine weitere Reduktion der Abtastfrequenz
des gespalteten Empfangssignals können die genannten weiteren
Stufen mit einer niedrigeren Taktfrequenz arbeiten.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 einen
bekannten Empfänger,
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2 die
A/D-Umwandlungsrückfaltung,
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3 eine
alternative A/D-Umwandlungsrückfaltung,
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4 Unterabtastungsrückfaltung
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5 eine
erste alternative Unterabtastungsrückfaltung,
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6 eine
zweite alternative Unterabtastungsrückfaltung,
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7 Durchlassbandcharakteristiken
des bekannten Empfängers,
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8 eine
digitale Signalverarbeitungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
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9 Frequenzbänder in
dieser Schaltungsanordnung,
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10 Vektorsignale
in dieser Schaltungsanordnung,
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11 Spektren
von Signalen in dieser Schaltungsanordnung,
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12 einen
ersten Empfänger
nach der vorliegenden Erfindung,
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13 Frequenzkennlinien
dieses Empfängers,
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14 eine
Ausführungsform
eines Spalters,
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15 einen
zweiten Empfänger
nach der vorliegenden Erfindung,
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16 Frequenzkennlinien
dieses Empfängers,
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17 einen
dritten Empfänger
nach der vorliegenden Erfindung.
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Zur detaillierteren Erläuterung
der vorliegenden Erfindung sei auf den bekannten FM-Rundfunkempfänger verwiesen,
wie dieser in EP-A-0.486.095 beschrieben und in 1 dargestellt ist. Es dürfte einleuchten,
dass die vorliegende Erfindung auf vorteilhafte Weise bei vielen
anderen Empfängern
angewandt werden kann.
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Zunächst werden die Nachteile von
zwei Möglichkeiten
zum Reduzieren der Taktfrequenz des ersten Cordics 9 beschrieben.
Danach wird dargelegt, dass die vorliegende Erfindung eine Alternative schafft
beim Reduzieren der Taktfrequenz, was diese Nachteile vermeidet.
Zum Schluss werden vorteilhafte Ausführungsformen als Beispiel präsentiert.
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Eine erste Möglichkeit zum Reduzieren der Taktfrequenz
des ersten Cordics 9 ist, die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 zu
verringern. Dies erfordert aber aufwendigere analoge Filter vor dem
Analog-Digitalwandler 5.
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Dies ist in den 2 und 3 dargestellt. Die 2a und 3a stellen
Spektren an dem Eingang des Analog-Digitalwandlers 5 dar
für eine
Abtastfrequenz von 350 MHz bzw. 250 MHz. Die Spektren zeigen Frequenzbänder D und
X. Durch die Abtastung werden die beiden Bänder in ein gemeinsames Frequenzband
an dem Ausgang des Analog-Digitalwandlers 5 umgesetzt.
Das gewünschte
Band D entspricht dem FM-Rundfunkband von 87,5 bis 108 MHz. Frequenzanteile
in dem Rückfaltungsband
X können
einen. Träger
in dem gewünschten
Band D stören.
Das gewünschte
Band wird durch ein Rechteck angegeben, das eine gerade diagonale
Linie umschließt,
welche zwei Scheitelpunkte miteinander verbindet. Das Rückfaltungsband
hat eine schraffierte Füllung.
Die Applikation wird dieser Darstellung der gewünschten und der Rückfaltungsbänder gehören.
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Die 2b und 3b zeigen die gewünschten Frequenzantworten
des analogen Eingangsteils, assoziiert mit einer Analog-Digitalwandler-Abtastfrequenz
von 350 MHz bzw. 250 MHz. In den beiden Figuren gibt es ein Durchlassband
P, welches das gewünschte
Band D bedeckt, und ein Stopband S, welches das Rückfaltungsband
X bedeckt. Es gibt ebenfalls ein Übergangsband T zwischen dem
Durchlassband P und dem Stopband S. Für eine Abtastfrequenz von 350
MHz ist das Übergangsband
zwischen 108 und 242 MHz (2b).
Für eine
Abtastfrequenz von 250 MHz liegt das Übergangsband zwischen 108 und
142 MHz (3b). In den
beiden Fällen
ist der gewünschte
Flankenabfall in dem Übergangsband
T von 0 dB Dämpfung
in dem Durchlassband P bis –60
dB in dem Stopband S. Es dürfte
einleuchten, dass der Flankenabfall für die Abtastfrequenz 250 MHz
steiler ist als für
350 MHz. Folglich soll die Größenordnung
des analogen Filters 2 und/oder des Filters 4 zunehmen,
wenn die Abtastfrequenz von 350 MHz auf 250 MHz herabgesetzt wird.
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Die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 ist
ein Kompromiss. Es gibt Strafen fürs Steigern der Abtastfrequenz,
wie eine Zunahme der Leistungsaufnahme der digitalen Schaltungsanordnung. Andererseits
gib es Strafen fürs
Verringern der Abtastfrequenz, wie aufwendigere analoge Filter.
Es sei bemerkt, dass derartige Filter weitere Nachteile mit sich
bringen können,
beispielsweise eine größere Empfindlichkeit
für Komponentenstreuung
und geringere Phasenlinearität.
Phasenlinearität
ist wichtig, beispielsweise bei Fernsehempfängern.
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Eine zweite Möglichkeit zum Reduzieren der Taktfrequenz
des ersten Cordics 9 ist das Einfügen eines Unterabtastungs-
oder Dezimierungsfilters zwischen dem Analog-Digitalwandler 5 und
dem Spalter 6. Ein Dezimierungsfilter ist eine Kombination
eines Dezimierers und eines Digitalfilters, wodurch Rückfaltung
als Ergebnis von Dezimierung vermieden wird. Unter einem Dezimierer
wird ein Element verstanden, das nur einen Abtastwert einer Reihen
von R aufeinander folgenden Abtastwerten eines digitalen Signals
an dem Eingang zu einem Ausgang überträgt. Ein
derartiges Element kann beispielsweise eine Flip-Flop-Schaltung
sein, die mit einer Taktfrequenz arbeitet, die um das R-Fache niedriger
ist als die Abtastfrequenz des digitalen Signals, das dem Eingang
der Flip-Flop-Schaltung
zugeführt
wird. Die ganze Zahl R wird auch als Dezimierungsfaktor bezeichnet.
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An sich, der bekannte Empfänger enthält Dezimierungsfilter,
wird in den Filtern 10 und 11, das Quadraturausgangssignalpaar
des ersten Cordics 9 unterabgetastet. Dies geschieht zum
Reduzieren der Taktfrequenz des zweiten Cordics 12. Im
Allgemeinen wird ein Dezimierungsfilter benutzt zum Unterabtasten
eines Signals mit einem relativ hohen Überabtastungsfaktor. Der Überabtastungsfaktor
ist der Quotient der Abtastfrequenz und der Breite des gewünschten
Bandes in dem Signal. In dem bekannten Empfänger ist der Überabtastungsfaktor
für die
Filter 10 und 11 relativ hoch. An dem Ausgang
des ersten Cordics 9 ist die Abtastfrequenz dennoch 350
MHz aber das gewünschte
Band ist auf das eines FM-modulierten Trägers: 200 kHz, reduziert. Mit
einem derartigen hohen Überabtastungsfaktor
liegen die Rückfaltungsbänder in
der Frequenz in einem Abstand von dem gewünschten Band. Dadurch kann
Rückfaltung
mit relativ einfachen digitalen Filtern vermieden werden. Dies ist
einigermaßen ähnlich wie
die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 und
der Komplexität
der vorhergehenden analogen Filter, wie oben beschrieben.
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Ein Dezimierungsfilter zwischen dem
Analog-Digitalwandler 5 und dem Spalter 6 wird
ziemlich unpraktisch, und zwar wegen des relativ niedrigen Überabtastungsfaktors.
An dieser Stelle ist die Breite des gewünschten Bandes 20,5
MHz, was dafür
sorgt, dass der Überabtastungsfaktor
100mal niedriger ist als der für
die Filter 10 und 11. Es sei bemerkt, dass die
Breite des genannten gewünschten
Bandes durch den Abstimmbereich des ersten Cordics 9 und des
Durchlassbandes der Filter 10 und 11 definiert wird.
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So wird beispielsweise betrachtet,
dass ein Dezimierungsfilter mit R = 2, zwischen dem Analog-Digitalwandler 5 (Abtastfrequenz
350 MHz) und dem Spalter 6 vorgesehen ist. 4a stellt ein Spektrum dar, gesehen an
dem Eingang eines derartigen Dezimierungsfilters. Das Spektrum umfasst
das gewünschte
Band D von 87,5 MHz bis 108 MHz, das in ein Band von 87,5 bis 67
MHz am Ausgang des Dezimierungsfilters gefaltet wird. Dort wird
es mit dem ebenfalls in 4a dargestellten
Rückfaltungsband X
zusammenfallen. 4b zeigt
die gewünschte Größe-Frequenz-Charakteristik
des Dizimierungsfilters. Zur Vermeidung der Rückfaltung gibt es ein Stopband
S von 67 MHz bis 87,5 MHz; das Durchlassband bedeckt das gewünschte Band
D. Die Größe des Übergangsbandes
T ist "Null": das Dezimierungsfilter soll bei 87,5 MHz einen unendlichen
Flankenabfall haben. Es dürfte
einleuchten, dass ein derartiges Dezimierungsfilter nicht durchführbar ist.
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Zum Umgehen einer "Null"-Übergangsbandbreite
könnte
man die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 einstellen.
Die Abtastfrequenz könnte auf
beispielsweise 250 MHz verringert werden. Die 5a und 5b zeigen
das entsprechende Spektrum und die gewünschte Filterkennlinie entsprechend
der 4a bzw. 4b. Eine Abnahme aber in der Abtastfrequenz
macht die Verwendung aufwendigerer Filter in dem analogen Eingangsteil
erforderlich, wie oben bereits erwähnt.
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Auf alternative Weise könnte man
die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 auf
beispielsweise 500 MHz steigern. In dem Fall aber wird nur die Taktfrequenz
des ersten Cordics 9 von 350 MHz auf 250 MHz reduziert.
Die ziemlich geringe Einsparung an Leistungsaufnahme des ersten
Cordics 9 kann durch die Zunahme der Leistungsaufnahme
des Analog-Digitalwandlers 5 zunichte gemacht werden, der mit
einer Taktfrequenz von 500 MHz arbeiten soll. Die 6a und 6b zeigen
das Spektrum und die gewünschte
Filterkennlinie entsprechend den 4a bzw. 4b für
diesen Fall.
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In beiden Fällen, d. h. das Abnehmen oder das
Zunehmen der Abtastfrequenz wird das Dezimierungsfilter selber einen
wesentlichen Teil der Leistung verbrauchen. Eine bestimmte Anzahl
Schaltungselemente wird erforderlich sein zum Verwirklichen relativ
scharfer Anti-Rückfaltungsfilterkennlinien,
wie in Fig. 5b und 6b dargestellt.
Diese Schaltungselemente sollen bei einer relativ hohen Taktfrequenz
arbeiten und sollen folglich auf entsprechende Weise vorgespannt
sein.
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Die vorliegende Erfindung schafft
eine alternative Möglichkeit
zum Reduzieren der Taktfrequenz des ersten Cordics 9 in
dem bekannten Empfänger.
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Die vorliegende Erfindung benutzt
auf vorteilhafte Weise die nachfolgende Eigenschaft des bekannten
Empfängers
aus 1. Gesehen an dem Paar
Eingänge 16, 17 hat
der Quadratursignalprozessor 200 bei dem bekannten Empfänger ein
Durchlassband. Dieses Durchlassband ist entweder eine positive oder
negative Frequenzverschiebung des Durchlassbandes der Filter 10 und 11.
Es wird beispielsweise vorausgesetzt, dass die beiden Filter 10 und 11 eine
Tiefpass-Charakteristik L schaffen, wie in 7a dargestellt ist, und es wird vorausgesetzt, dass
der erste Cordic 9 das Spektrum an dem Paar Eingänge 16, 17 um
eine Frequenz +ΔF
verschiebt. Das entsprechende Durchlassband M an den genannten Eingängen ist
in 7b dargestellt. Nur
die Signalanteile in diesem Durchlassband M wird in das Durchlassband
L der Filter 10 und 11 umgewandelt. Es gibt kein
positives Frequenzbild des Durchlassbandes M. Die vorliegende Erfindung
benutzt auf vorteilhafte Weise diese Asymmetrie in der Durchlassbandcharakteristik
gegenüber
der Null-Frequenz.
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7c zeigt
die jeweiligen Stellen des Durchlassbandes M, gesehen an dem Paar
Eingänge 16, 17,
wenn der erste Cordic 9 von einer minimalen Schiebefrequenz
(+ΔFmin)
auf eine maximale Schiebefrequenz (+ΔFmax) abgestimmt. Es ist möglich, ein
Prozessorband Q zu definieren, das alle möglichen Stellen des Durchlassbandes
M bedeckt. Dieses Prozessorband Q ist in 7d dargestellt. Auf diese Weise kann
der Quadratursignalprozessor 200 Signale innerhalb dieses
Prozessorbandes Q verarbeiten, das gegenüber der Nullfrequenz asymmetrisch
liegt.
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Die vorliegende Erfindung benutzt
die oben genannte Asymmetrie des Prozessorbandes Q auf eine Art
und Weise, die anhand der 8 näher erläutert ist. 8 zeigt eine Signalverarbeitungsanordnung
mit einem digitalen Quadratursignalprozessor 200, dem ein
Spalter 100 vorgeschaltet ist. Der Quadratursignalprozessor 200 verarbeitet
Signale innerhalb eines Prozessorbandes Q, wie in 9a dargestellt. Der Quadratursignalprozessor 200 kann dem
des bekannten Empfängers
aus 1 entsprechen. Dies
ist aber für
die vorliegende Erfindung nicht wesentlich.
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Der Spalter umfasst Transformationsstufen 110 und 120 mit
Transformationsfunktionen H1 bzw. H2, denen Dezimatoren 130 bzw. 140 folgen.
Ein an dem Eingang 101 des Spalters 100 empfangenes
Signal wird einem ersten Eingang 201 und einem zweiten
Eingang 202 des digitalen Quadratursignalprozessors 200 zugeführt, und
zwar entsprechend der ersten Transformationsfunktion H1 bzw.
der zweiten Transformationsfunktion H2. Weiterhin wird die Abtastfrequenz
Fs1 an dem Eingang 101 um einen Dezimierungsfaktor R auf
eine Abtastfrequenz von Fs2 = Fs1 ÷ R an dernn Paar Eingänge 201, 202 reduziert.
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Gesehen an dem Paar Eingänge 131, 141 der
Dezimatoren 130 und 140 gibt es eine Anzahl R Frequenzbänder, die
in das Prozessorband Q aus 9a umgesetzt
werden. Diese Frequenzbänder sind
Frequenzverschiebungen des Prozessorbandes Q über eine ganze Anzahl(k) Male
der Ausgangsabtastfrequenz Fs2 = Fs1 ÷ R der Dezimatoren 130 und 140,
einschließlich
des Prozessorbandes Q selber: (k = 0). Im Allgemeinen kann das Spektrum,
gesehen an dem Paar Eingänge 131, 141 wie
folgt gebildet werden. Erstens wird ein Frequenzintervall definiert, und
zwar entsprechend der Abtastfrequenz Fs1 = R·Fs2 an dem genannten Paar
Eingänge.
Zweitens wird das Spektrum an den Eingängen 2101, 202 wiederholt
um eine Abtastfrequenz verschoben um dieses Intervall zu füllen. Als
Beispiel zeigt 9b zwei Bänder Q'(0)
und Q'(+1) an dem Paar Eingänge 131, 141,
die in das Prozessorband Q aus 9a im
Falle, dass R = 2 ist, umgewandelt sind. Das Band Q'(0) entspricht
dem Prozessorband Q in 9a,
d. h.: Q'(0) ist eine Nullfrequenzverschiebung des Prozessorbandes
Q (k = 0). Das Band Q'(+1) ist eine Frequenzverschiebung des Prozessorbandes
Q in 9a über +Fs2
(k = +1).
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Nur eines der Anzahl R Frequenzbänder, gesehen
an dem Paar Eingänge 131, 141 ist
erwünscht, und
zwar das Frequenzband, das dem Band entspricht, in dem gewünschte Signale
vorhanden sein können.
Signale in den anderen R-1 Frequenzbändern, die als Rückfaltungsbänder bezeichnet
werden, können
als Ergebnis der Dezimierung ein Signal in dem gewünschten
Band stören.
So können
beispielsweise gewünschte
Signale in dem Band Q'(+1), dargestellt in 9b, vorhanden sein. Dies ist in 9c dargestellt, die das
gewünschte
Band D und das Rückfaltungsband
X, gesehen an dem Paar Eingänge 131, 141,
entsprechend diesem Beispiel, darstellt. Um Rückfaltung zu vermeiden sollte
das Auftreten von Signalen in dem band X vermieden werden.
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Das Auftreten eines Signals in einem
Rückfaltungsband
an dem Paar Eingänge 131, 141 kann mit
Hilfe des nachfolgenden Verhältnisses
zwischen der ersten Transformationsfunktion H1 und der
zweiten Transformationsfunktion H2 vermieden werden. In dem Rückfaltungsband
sollte die Phasencharakteristik von H1 um 90° gegenüber der
von H2 zurückbleiben.
Weiterhin sollte die Größencharakteristik von H1 und H2 in
das Rückfaltungsband
passen. In dem Fall kann ein Signal an dem Eingang 101 keine Frequenzanteile
in dem Rückfaltungsband
erzeugen. Dies lässt
sich wie folgt erklären.
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Zunächst soll erkannt werden, dass
der digitale Quadratursignalprozessor 200 Signale x(k)
und y(k) an den Eingängen 201 bzw. 202 empfängt, und zwar
als senkrecht aufeinander stehende Koordinaten eines Vektorsignals
v(k). Dies ist in 10a visualisiert,
wobei der Abtastwert x(n) auf der horizontalen Achse dargestellt
ist und der Abtastwert y(n) auf der vertikalen Achse. Auf entsprechende
Weise bildet das Abtastwertepaar x'(n) und y'(n) an dem Eingangspaar 131, 141 die
senkrecht aufeinander stehenden Koordinaten eines Vektors v'(n).
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Nun wird vorausgesetzt, dass das
Signal s(k) an dem Eingang 201 ein digitalisiertes Sinussignal ist,
dessen Spektrum in 11a dargestellt
ist. Weiterhin wird vorausgesetzt, dass die Phasenverschiebung von
s(k) durch die erste Transformationsstufe 110 -gegenüber der
der zweiten Transformationsstufe 120 um 90° zurückbleibt,
während
die Größencharakteristiken
dieser Stufen einander entsprechen. 10b zeigt
das entsprechende Vektorsignal v'(k) an dem Eingangspaar 131, 141.
Die aufeinander folgenden Abtastwerte x'(1) bis x'(4) von der ersten Transformationsstufe 110 sind
auf die x-Achse proji ziert, während
die aufeinander folgenden Abtastwerte y'(1) bis y'(4) von der zweiten
Transformationsstufe 120 auf die y-Achse projiziert sind.
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Es stellt sich heraus, dass das Vektorsignal v'(k)
an dem Eingangspaar 131, 141 eine kreisförmige Drehung
im Uhrzeigersinn ist. Das Spektrum dieses Vektorsignals ist in 11b dargestellt; es umfasst
nur einen negativen Frequenzanteil. Dieser negative Frequenzanteil
ist das Bild in Bezug auf die Nullfrequenz des Frequenzanteils des
in 11a dargestellten
Eingangssignals. Offenbar ist an dem Eingangspaar 131, 141 das
Auftreten eines positiven Frequenzanteils entsprechend dem Frequenzanteil aus 11a vermieden worden.
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Das Entgegengesetzte ist in 10c dargestellt, wobei das Signal x'(k)
um 90° gegenüber dem Signal
y'(k) in der Phasen vorangeht. Das Vektorsignal v'(k) in 10c ist eine kreisförmige Drehung
im Uhrzeigergegensinn. Dadurch umfasst es nur einen positiven Frequenzanteil,
wie in 11c dargestellt. Das
Auftreten des negativen Frequenzbildes wird vermieden.
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Die selektive Translation eines Signals
s(k) in entweder eine positive oder negative Frequenz an dem Eingangspaar 131, 141 kann
zur Vermeidung von Rückfaltung
angewandt werden. Dies ist der Tatsache zuzuschreiben, dass das
Prozessorband Q kein Bild in Bezug auf die Nullfrequenz hat und
dass es dadurch keine Rückfaltungsbänder gibt,
die eines des anderen Bild gegenüber
der Nullfrequenz ist. Es wird beispielsweise nun der Fall betrachtet,
der in 9c dargestellt
ist. Es kann arrangiert werden, dass Signalanteile in einem Band
Y, dargestellt in 9d,
statt in dem Rückfaltungsband
X auftreten. Das Band Y ist das Bild des Rückfaltungsbandes X. Da das
Band Y nicht mit einem Rückfaltungsband
zusammenfällt,
und außerhalb
des gewünschten
Bandes D liegt, können
diese Signalanteile überhaupt keine
Interferenz verursachen.
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Die vorliegende Erfindung schafft
als eine allgemeine Regel eine Phasenrücklage von H1 gegenüber H2 von
im Wesentlichen 90° zusammen
mit im Wesentlichen identischen Größen in einem Rückfaltungsband.
Dies gilt für
Rückfaltungsbänder in
der positiven Frequenzhälfte,
sowie für
Rückfaltungsbänder in
der negativen Frequenzhälfte,
beispielsweise für
das Rückfaltungsband
X in 9d. Es ist eine grundsätzliche
Eigenschaft, dass Phasencharakteristiken gegenüber der Nullfrequenz antisymmetrisch sind.
Folglich impliziert die genannte Regel eine Phasenvoreilung von
H1 gegenüber
H2 in dem Band Y, dargestellt in 9d.
Entsprechend der genannten Regel wird ein Sinussignal s(k), dessen
negatives Frequenzbild in das Rückfaltungsband
X fallen würde,
in ein Vektorsignal umgesetzt, wie in 10C dargestellt.
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Die oben beschriebene Technik der
Vermeidung von Rückfaltung
ist insbesondere vorteilhaft, wenn ein Rückfaltungsband nahe bei dem
gewünschten
Band liegt, wie gesehen an dem Eingang 101 des Spalters. 9e zeigt das Spektrum, gesehen
an dem Eingang 101, das dem Spektrum aus 9c entspricht. Rückfaltung könnte auch vermieden werden,
wenn die beiden Transformationsstufen 110 und 120 in 8 Stopbänder haben, die das Rückfaltungsband
X aus 9e bedecken. Da
aber das Rückfaltungsband
X nahe bei dem gewünschten Band
D liegt, würde
dies aufwendige Filterstrukturen erfordern. Die vorliegende Erfindung
schafft eine Alternative dazu.
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Es sei bemerkt, dass es nicht erforderlich
ist, die oben genannte Technik für
jedes Rückfaltungsband
anzuwenden. Wenn ein Rückfaltungsband
weit genug von dem gewünschten
Band entfernt liegt, kann es für
jede der Transformationsfunktionen praktisch sein, ein Stopband
zu haben, das dieses Rückfaltungsband
bedeckt. Auf alternative Weise könnte ein
einziges Filter vor dem Spalter dieses Stopband bilden.
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Empfänger nach der vorliegenden
Erfindung werden nachstehend als Beispiel beschrieben.
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12 zeigt
einen FM Rundfunkempfänger, der
eine Struktur hat, ähnlich
wie der Empfänger nach 1. Entsprechende Elemente
werden mit demselben Bezugszeichen wie in 1 angegeben. Die Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers 5 ist 375
MHz. Ein Spalter 100 mit zwei Dezimatoren 130 bzw.
140, die beide einen Dezimierungsfaktor R = 3 haben, ist zwischen
dem Analog-Digitalwandler 5 und dem ersten Cordic 9 vorgesehen.
Auf entsprechende Weise ist die Taktfrequenz des ersten Cordics 9 125
MHz, d. h. ein Drittel der Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers.
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Die Filter 10 und 11 sind
dezimierende. Tiefpassfilter; die eine Grenzfrequenz
von 100 kHz haben. Die Frequenzverschiebung durch den ersten Cordic 9 wird
von – 17,1
MHz auf –37,4
MHz abgestimmt. 13a zeigt
das gewünschte
Band am Eingang des. ersten Cordics 9, das von +17 MHz
bis +37,5 MHz reicht. Signale innerhalb dieses Bandes können innerhalb
des Durchlassbandes der Filter 10 und 11 verschoben
werden.
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An dem Eingangspaar 131, 141 gibt
es drei Frequenzbänder,
die als Ergebnis der Dezimierung in dieses gewünschte Band umgesetzt werden.
Diese Frequenzbänder
sind in 3b dargestellt.
Sie entsprechen den Frequenzverschiebungen einer ganzen Anzahl Male
der Abtastfrequenz an dem Ausgang der Dezimatoren 130 und 140,
was 125 MHz beträgt.
Eines dieser Frequenzbänder
ist das gewünschte
FM-Rundfunkband von – 87,5
bis –108 MHz.
Die anderen zwei Frequenzbänder
sind Rückfaltungsbänder.
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Das Auftreten eines Frequenzanteils
in den oben genannten identifizierten Rückfaltungsbändern wird durch die Transformationsstufen
110 und
120 vermieden.
Die Transformationsstufen
110 und
120 sind beispielsweise
in Form von Transversalfiltern. Diese Filter schaffen Transformationsfunktionen,
die in der z-Notierung, im Allgemeinen wie folgt ausgedrückt werden
können:
H(z)=
Cnz–n -
L bezeichnet die Länge der
Transformationsfunktion. Die beiden Transformationsstufen 110 und 120 haben
eine Länge
L = 6. Die Koeffizienten der ersten Transformationsstufe 110 sind:
c0
= –0,015625
c1
= –0,156250
c2
= 0,187500
c3 = 0,187500
c4 = –,256250
c5 = –0,15625
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Die Koeffizienten der zweiten Transformationsstufe 120 sind:
c0
= –0,62500
cl
= 0,093750
c2 = 0,234375
c3 = –0,234375
c4 = –0,093750
c5
= 0,062400
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13c zeigt
die Größencharakteristiken mag{H1}
und mag{H2} der ersten und der zweiten Transformationsstufe 110 bzw. 120. 13d zeigt die Phasencharakteristiken
pha{H1} und pha{H2}. Die Größencharakteristiken
sind in den Rückfaltungsbändern einander
im Wesentlichen gleich. Für positive
Frequenzen ist die Phasencharakteristik pha{H1 } genau 90° gegenüber der
Phasencharakteristik pha{H2} nacheilend. Für negative Frequenzen ändert sich
das Vorzeichen der Phasendifferenz, d. h. pha{H1 } eilt um 90° gegenüber pha{H2}
vor. Bemerkt sei die Symmetrie gegenüber der Nullfrequenz der Größencharakteristik
und die Antisymmetrie der Phasencharakteristik. Da die (Anti)Symmetrie
für alle
Filter gilt, würde
es ausreichen, dass nur die Größen- und
die Phasencharakteristik für
positive Frequenzen wiedergegeben werden, d. h. von 0 bis +375 MHz.
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Es gibt fünf Frequenzen fn1 ... fn5,
für welche die
Größen von
H1 und H2 genau die gleichen sind, während die Phase von H1 um 90° nacheilt.
Wenn ein Sinussignal mit einer der Frequenzen fn1 .. fN5 dem Eingang 101 zugeführt wird,
wird dies zu einem Vektorsignal an dem Eingangspaar 131, 141 führen, wobei
es sich um eine rein kreisförmige
Drehung im Uhrzeigersinn handelt. Folglich gibt es keinen positiven
Frequenzanteil, sondern nur einen negativen Frequenzanteil.
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Für
Frequenzen anders als fn1 .. fn5 wird ein sinusförmiges Eingangssignal ein Vektorsignal
an dem Eingangspaar 131, 141 erzeugen, das nicht
genau kreisförmig
ist, sondern mehr ellipsenförmig.
Die ellipsenförmige
Drehung ist eine Vektorsumme einer Drehung im Uhrzeigersinn und
einer Drehung im Uhrzeigergegensinn. Das Vektorsignal umfasst folglich einen
positiven und einen negativen Frequenzanteil. Die Größe der positiven
und der negativen Frequenzanteile entspricht dem Radius der genannten
Drehungen im Uhrzeigergegensinn bzw. im Uhrzeigersinn. Je besser
mag{H1} und mag{H2} zusammenpassen, desto mehr wird das Vektorsignal
einer perfekten kreisförmigen
Drehung nähert
und folglich desto mehr einer der Frequenzanteile unterdrückt wird.
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Für
alle Frequenzen zeigt 13e die
Größe der positiven
und der negativen Anteile an dem Eingangspaar 131, 141,
was einem sinusförmigen
Signal an dem Eingang 101 entspricht. Bemerke die Einkerbungen
bei den Frequenzen fn1 .. fn5 in den Rückfaltungsbändern. Durch die Tatsache,
dass die Differenz zwischen mag {H 1 } und mag {H2} in den Rückfaltungsbändern relativ
gering ist, werden die Frequenzanteile in diesen Bändern gegenüber dem gewünschten
Band um wenigstens 40 dB gedämpft. Durch
einen Vergleich der 13c mit
der 13e ist die Beziehung
zwischen der Größe eines
positiven Frequenzanteils und die Übereinstimmung der Größencharakteristiken
deutlich. Wenn in dem Rückfaltungsband
eine größere Dämpfung erforderlich
ist, soll die Fehlanpassung zwischen den Größencharakteristiken reduziert
werden. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass Filter
verwendet werden, deren Länge
größer ist
als 6.
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Es ist wichtig zu bemerken, dass
in der vorliegenden Erfindung die Unterdrückung von Frequenzanteilen
außerhalb
der Rückfaltungsbänder nicht
interessant ist. Diese Frequenzanteile werden beispielsweise durch
die Filter 10 und 11 hinter dem ersten Cordic 9 in
dem in 12 dargestellten
Empfänger
unterdrückt.
Auf diese Weise erleich tert das Vorhandensein dieser Filter die
Anforderungen, die an die Größen- und
Phasencharakteristiken in dem Spalter gestellt werden.
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14 zeigt
eine Ausführungsform
des Spalters 100. In der Skalierungseinheit SCU werden die
Eingangsabtastwerte entsprechend den Koeffizienten in den Systemfunktionen
H1(z) und H2(z) skaliert. Die skalierten Eingangsabtastwerte werden zwei
Verzögerungs-
und Kombinationseinheiten DCU1 bzw. DCU2 zugeführt. Die Ausgangssignale von
DCU1 und DCU2 werden durch die Dezimatoren 130 bzw. 140
dezimiert. Die Dezimatoren 130 und 140 sind Flip-Flop-Schaltungen,
dargestellt durch ein Quadrat, in dem sich ein "F" befindet, wobei
diese Flip-Flop-Schaltungen mit einer Taktfrequenz von 125 MHz arbeiten.
Alle anderen Flip-Flop-Schaltungen arbeiten mit einer Taktfrequenz
von 375 MHz und sind als Einheitsverzögungselemente wirksam. Ein Einheitsverzögerungselement
entspricht eine, z–1 Vorgang in der z-Domäne.
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Auf vorteilhafte Weise werden die
Filterkoeffizienten von Mitteln zur Bitverschiebung von Signalabtastwerten
bestimmt und danach von Mitten zum Kombinieren der bitverschobenen
Signalabtastwerte. Dies ermöglicht
eine hardware-effiziente Verwirklichung der Skalierungseinheit SCU,
in der keine Multiplizierer verwendet werden. Die Koeffizienten der
Transformationsfunktion H1(z) können
wie folgt geschrieben werden:
c0 = c5
= –2–6
c1 = c4 = –2–3 – 2–5
c2 = c3 = 2–2 – 2–4
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Die Koeffizienten der Transformationsfunktion
H2(z) können
wie folgt geschrieben werden:
c0 = –c5 = –2–4
cl = -c4 = 2–3 – 2–5
c2 = –c3
= 2–2 – 2–6
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Ein Abtastwert wird mit 2n skaliert, wenn die Bits in einem Abtastwert
um n Positionen in der Richtung von der am wenigstens signifikanten
Bitposition zu der signifikantesten Bitposition verschoben wird. Auf
alternative Weise wird ein Abtastwert mit 2–n skaliert,
wenn die Bits in einem Abtastwert um n Bitpositionen in der Richtung
von der signifikantesten Bitposition in die am wenigsten signifikante
Bitposition verschoben werden. Diese Vorgänge werden weiterhin als n
Bitverschiebungen bzw. als –n
Bitverschiebungen bezeichnet.
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Die Koeffizienten von H1(z) und H2(z)
entsprechen dem Addieren und/oder Subtrahieren einer Anzahl dieser
Bitverschiebungen. So kann beispielsweise der Koeffizient c 1 von
H 1(z) als eine lineare Kombination einer –3 Bitverschiebung und einer –5 Bitverschiebung
verwirklicht werden. Da es einem Sachverständigen einleuchten dürfte, wie
lineare Kombinationen von Bitverschiebungen implementiert werden
sollen, sind in 14 Konstruktionseinzelheiten
der Skalierungseinheit SCU nicht dargestellt.
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Auf vorteilhafte Weise sind die Transformationsfunktionen
H1(z) und H2(z) symmetrisch bzw. antisymmetrisch. Deswegen sind
für jede
Transformationsfunktion nur drei Skalierungen erforderlich, was die
halbe Länge
dieser Funktionen ist. Die Skalierungseinheit SCU schafft an den
Ausgängen
s1, s2, s3, s4, s5 und s6 Eingangsabtastwerte, die mit einem Faktor
gleich den Koeffizienten c0, cl, c2 von H1(z) bzw. c3, c4 und c5
von H2(z) skaliert werden. Die skalierten Abtastwerte an den Ausgängen s0,
s1 und s2 werden der ersten Verzögerungs-
und Kombinationseinheit DCU1 zugeführt, und die an den Ausgängen s3,
s4 und s5 werden der zweiten Einheit DCU2 zugeführt. Die beiden Einheiten DCU1
und DCU2 sind Reihenschaltungen von Flip-Flop-Schaltungen, zwischen
denen ein Addierer oder ein Subtrahierer vorgesehen ist. In DCU2
werden drei Subtrahierer benutzt zum Schaffen der gewünschten
Antisymmetrie der Transformationsfunktion H2(z). Dadurch, dass jede
Flip-Flop-Schaltung in den Verzögerungs-
und Kombinationseinheiten DCU1 und DCU2 als ein z–1 Operator
betrachtet wird, kann man gut überprüfen, dass
die in 14 dargestellte
Ausführungsform
die gewünschte
Transformationsfunktion H1(z) bzw. H2(z) schafft.
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Bei dem in 12 dargestellten Empfänger ist es möglich, die
Taktfrequenz des ersten Cordics 9 weiter zu reduzieren.
Das gewünschte
Band an dem Eingang des ersten Cordics 9, dargestellt in 13a, belegt dennoch einen
relativ kleinen Teil des gesamten Spektrums von –1/2Fs2 bis +1/2Fs2. Dies ist
eine Anzeige von "Overhead" in der Abtastfrequenz.
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15 zeigt
einen FM-Rundfunkempfänger, wobei
die Taktfrequenz des ersten Cordics 9 auf 62,5 MHz reduziert
ist. Im Vergleich zu 12 ist
zwischen dem Spalter 100 und dem ersten Cordic 9 ein Quadratur-Dezimierungsfilter 150 mit
R = 2 vorgesehen. Von dem Analog-Digitalwandler 5 zu dem
ersten Cordic 9 ist der effektive Dezimierungsfaktor 6.
Die Systemfunktionen H1(z) und H2(z) des Spalters 100 sind
die gleichen wie in dem in 12 dargestellten Empfänger.
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Die Frequenzverschiebung durch den
ersten Cordic 9 ist von –25,1 auf – 33,25 MHz und von +31,25
auf +17,1 MHz verschoben. 16a zeigt das
gewünschte
Band an dem Eingang des ersten Cordics 9. Dies reicht von –25 bis –31,25 MHz
und von +31,25 bis +17 MHz. Die vorgeschlagene Diskontinuität zwischen
+ und –31,25
MHz, die halbe Abtastfrequenz, ist ein Ergebnis der Art und Weise der
Präsentation.
Das Spektrum nach 16a wiederholt
sich alle Abtastfrequenzverschiebungen.
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16b zeigt
das Spektrum, gesehen an dem Eingangspaar 181, 191 der
Dezimatoren 180 bzw. 190. Es gibt zwei Bänder, die
in das gewünschte Band
an dem Eingang des ersten Cordics 9 umgesetzt werden. Eines
dieser Bänder
entspricht dem gewünschten
Band aus 13a, das andere
Band ist ein Rückfaltungsband.
Das Auftreten von Frequenzanteilen innerhalb des Rückfaltungsbandes
an dem Eingangspaar 181, 191 wird durch die Transformationsstufen 160a, 160b und 170a, 170b vermieden.
Die Transformationsfunktion der Stufen 160a und 160b ist
H3 und die der Stufen 170a, 170b ist H4. Die Transformationsstufen
sind Transversalfilter mit der Länge
L = 4. Die Koeffizienten von H3 sind:
c0
= c3 = 0,06250 = 2–4
c1 = c2 = –0,28125
= -2–2 – 2–5
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Die Koeffizienten von H4 sind:
c0 = -c1 = 0,109375 = 2–3 – 2–6
cl = -c2 = 0,234375 = 2–2 – 2–6
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Ein negativer Frequenzanteil an dem
Eingang der Filter/Dezimatorstufe wird durch ein erstes sinusförmiges Signal
an dem Eingang 151 und durch ein zweites sinusförmiges Signal
an dem Eingang 152 gebildet, das die gleiche Größe hat wie
das erste sinusförmige
hat, aber um 90° in
der Phase voreilt. Die beiden sinusförmigen Signale werden entsprechend
H3 bzw. H4 übertragen
und in dem Subtrahierer S und dem Addierer A kombiniert. Wenn H3
das erste sinusförmige
Signal um 90° gegenüber H4 in der
Phase verschiebt, werden die übertragenen
Signale an dem invertierenden und dem nicht invertierenden Eingang
des Subtrahierers S identisch sein und werden dadurch einander ausgleichen.
An den Eingängen
des Addierers A werden die übertragenen Signale
in der Phase entgegengesetzt sein, sie werden aber die gleiche Größe haben.
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Die Größen- und die Phasencharakteristik, mag{H3},
mag{H4} und phs{H3}, pha{H4} sind in den 16c bzw. 16d dargestellt.
In dem Rückfaltungsband
eilt pha{H3} gegenüber
pha{H4} um 90° nach, während die
mag{H3} und die mag{H4} ein ander im Wesentlichen entsprechen. Es
dürfte
nun einleuchten, dass derartige Charakteristiken im Wesentlichen das
Auftreten eines Frequenzanteils in dem Rückfaltungsband an dem Eingangspaar 181, 191 vermeiden. 16e zeigt eine Größe-zu-Frequenzauftragung
in Bezug auf die Übertragung
von dem Eingangspaar 151, 152 zu dem Eingangspaar 181, 191.
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Es sei bemerkt, dass die Kaskadenschaltung des
Spalters 100 und des Quadraturdezimierungsfilters 150 durch
einen einzigen Spalter mit R = 6 ersetzt werden kann. Dies ist in 17 dargestellt. Ein etwaiger
Satz von Transformationsfunktionen H5 und H6, der das Auftreten
von Frequenzanteilen in den Rückfaltungsbändern vermeiden,
kann auf einfache Art und Weise bestimmt werden, wenn die Transformationsfunktionen
H1, H2, H3 und H4 in dem Empfänger
aus 15 gegeben sind.
In der z-Notierung gilt Folgendes:
H5(z) = H1(z)H3(z3) – H2(z)H4(z3)
H6(z) = H1(z)H4(z3) + H2(z)H3(z3)
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Um an die oben stehenden Ausdrücke zu gelangen
werden die Dezimatoren 130 und 140 in 15 durch die Transformationsstufen 160a, 160 Bügelmaschine 170a und 170b "hindurchgeschoben",
um mit den Dezimatoren 180 und 190 in R = 6 kombiniert
zu werden. Dies sorgt dafür,
dass die Transformationsfunktion H3(z) und H4(z) in H3(z3) und H4(z3) geändert werden.
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Im Allgemeinen ist es aber vorteilhaft,
wenn man über
einen Spalter mit einem relativ niedrigen Dezimierungsfaktor mit
einem nachfolgenden Quadraturdezimierungsfilter verfügen kann,
wie in 15 dargestellt,
dies im Vergleich zu einem einzigen Spalter mit einem relativ hohen
Dezimierungsfaktor, wie in 17 dargestellt.
So sind beispielsweise in dem letzteren Fall zwei Transversalfilter
der Länge
L = 15 erforderlich zum Verwirklichen der Transformationsfunktionen
H5(z) und H6(z) entsprechend dem obenstehenden Ausdruck. Diese zwei
Filter werden mehr Schaltungselemente erfordern als die gesamte
Anzahl Schaltungselemente für
die Transversalfilter in dem Spalter und das Quadraturdezimierungsfilter
in dem Empfänger
aus 15. Weiterhin funktionieren
in 17 die zwei Transversalfilter
mit L = 15 mit einer relativ hohen Taktfrequenz (375 MHz), während das
Quadraturdezimierungsfilter in 15 mit
einem Drittel dieser Taktfrequenz funktioniert. In dem in 15 dargestellten Empfänger arbeiten
nur zwei Transversalfilter mit L = 6 bei 175 MHz. Folglich wird
der letztere Empfänger weniger
Leistung aufnehmen als der Empfänger
aus 17.
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Zusammengefasst sind verbrauchseffiziente Empfänger einer
relativ einfachen Struktur dargestellt. Ein Empfangssignal wird
mit einer relativ hohen Abtastfrequenz digitalisiert; einfache analoge
Filter vermeiden eine Rückfaltung.
Das digitalisierte Empfangssignal wird über einen Spalter einem digitalen Quadraturprozessor
zugeführt.
In diesem Prozessor wird ein gewünschter
Träger
selektiert und demoduliert. Der Spalter transformiert das digitalisierte
Empfangssignal entsprechend einer ersten und einer zweiten Transformationsfunktion
zum Erhalten phasengleicher bzw. Quadraturanteile. Die Abtastfrequenz
wird in dem Spalter reduziert. Ein spezifisches Verhältnis zwischen
der Phase und der Größe der Transformationsfunktionen
vermeidet eine Rückfaltung
für wenigstens
ein Frequenzband. Ein derartiges Verhältnis kann mit relativ einfachen
Filters erhalten werden.
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Während
zur Erläuterung
der vorliegenden Erfindung eine beschränkte Anzahl Ausführungsformen
dargestellt und beschrieben worden sind, dürften einem Fachmann im Rahmen
der vorliegenden Erfindung viele andere alternative Ausführungsformen
einfallen.
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Im einem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung
kann das empfangene HF-Signal zunächst vor der Digitalisierung
in eine Zwischenfrequenz (IF) umgewandelt werden. So kann es beispielsweise
in einem Fernsehempfänger
bevorzugt werden, das Ausgangssignal eines Fernsehtuners, der ein
ZF-Signal von etwa 40 MHz schafft, digitalisiert werden. Das digitalisierte
ZF-Signal wird danach einer digitalen Signalverarbeitungsanordnung
zugeführt,
wie in 8 dargestellt.
Eine ähnliche
Technik kann in einem DAB-Empfänger angewandt
werden. Ein digitalisiertes DAB-ZF-Signal wird einem Spalter zugeführt, der
Dizimatoren aufweist und wird danach in ein phasengleiches und ein
Quadraturbasisbandsignal umgewandelt, die gefiltert und einem schnellen Fourier-Transformator
zur OFDM-Demodulation zugeführt
werden.
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In dem in 15 dargestellten Empfänger könnte ein weiteres Quadraturdezimierungsfilter
zwischen das Quadraturdezimierungsfilter 150 und den ersten
Cordic 9 eingefügt
werden. Im Grunde kann die Abtastfrequenz solange die Breite des
gewünschten
Bandes nicht die Abtastfrequenz übersteigt,
reduziert werden. Der Dezimierungsfaktor des genannten weiteren
Quadraturdezimierungsfilters könnte
beispielsweise R = 3 sein. Dies würde die Abtastfrequenz an dem
Eingang des ersten Cordics 0 auf 20,83 MHz reduzieren,
wobei diese Abtastfrequenz die Breite de gewünschten Bandes: 20,5 MHz, übersteigt.
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Es gibt mehrere Möglichkeitenöglichkeiten, wie der Spalter
und die Quadraturdezimierungsfilter implementiert werden können. Die
in 14 dargestellte Ausführungsform
ist nur eine mögliche
Implementierung. In alternativen Ausführungsformen können die
Dezimatoren in Filter aufgehen. Dies ist als Polyphasenstruktur
bekannt und ist beispielsweise in "Multirate Digital Signal Processing",
von R.E. Crochiere und L.R. Rabiner, Seite 79 usw. beschrieben worden.
Eine derartige Polyphasenstruktur ist im Allgemeinen verbrauchseffizient.
Es sei ebenfalls bemerkt, dass die Filter keine Transversalfilter
zu sein brauchen. So können
ebenfalls Rekursivfilter verwendet werden. Die vorliegende Erfindung
arbeitet mit einer spezifischen Größen- und Phasenbeziehung der
Filter in einem Spalter oder einem dezimierenden Quadraturfilter.
Ein Fachmann kann mehrere Filterstrukturen bedenken, welche die
genannte spezifische Größen- und
Phasenbeziehung haben.
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Ein Quadraturdezimierungsfilter braucht nicht
in allen Fällen
Kreuzkopp lungen zwischen den phasengleichen und Quadratursignalstrecken,
wie den Transformationsstufen 170a und 170b in 15 zu haben. Auf jeden Fall
ist es vorteilhaft, auf diese Kreuzkopplungen zu verzichten, und
zwar abhängig von
der Lage der Rückfaltungsbänder gegenüber dem
gewünschten
Band. An sich können
die Transformationsstufen in Reihe mit den phasengleichen und Quadratursignalstrecken,
die Transformationsstufen 170a und 170b in 15 beispielsweise, nur eine
Größencharakteristik
schaffen, die gegenüber der
Nullfrequenz symmetrisch ist. Wenn ein Bild eines Rückfaltungsbandes
gegenüber
der Nullfrequenz nahe bei dem gewünschten Band liegt, würden, wenn
keine Kreuzkopplungen verwendet würden, die genannten Transformationsstufen
ziemlich aufwendig werden.
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Die Transformationsfunktionen in
dem Spalter und/oder in den Quadraturdezimierungsfiltern können in
Abhängigkeit
von der Abstimmung des digitalen Quadraturprozessors gesteuert werden.
Auf diese Weise können
die gegenseitigen Phasen- und Größenbeziehungen
der betreffenden Transformationsfunktionen optimiert werden zum
Schaffen einer maximalen Rückfaltungsunterdrückung für eine spezifische
Abstimmung.
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Im Allgemeinen lassen sich die Figuren
sich als Funktionsdiagramme be- trachten; wobei viele der digitalen
Signalverarbeitungsmoden implementiert werden können, beispielsweise in Software.
Filter können
in Form eines digitalen Allzweck-Signalprozessors sein, wobei Filterkoeffizienten
in einem Speicher innerhalb oder außerhalb dieses Prozessors gespeichert
sind. Selbstverständlich
kann wenigstens ein Cordic, dargestellt in den Figuren, auch in
dem genannten Prozessor vorgesehen sein. Für Software-Implemen tierungen
schafft die vorliegende Erfindung u. a. den Vorteil von relativ
wenig Rechenzyklen.
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Weiterhin dürfte es einleuchten, dass digitale Signalverarbeitungsstufen,
die in den Figuren parallel dargestellt sind, durch eine einzige
Stufe ersetzt werden können,
die in Zeitmultiplexbetrieb arbeitet. So kann beispielsweise das
Quadraturdezimierungsfilter eine Recheneinheit haben, die mit einem
Speicher gekoppelt ist, in dem die Koeffizienten für beide Transformationsfunktionen
gespeichert sind. Die Recheneinheit berechnet abwechselnd Ausgangsabtastwerte
entsprechend einem Abtastwert des ersten und des zweiten Spaltsignals.
In dem Fall kann der Spalter die zwei Spaltsignale in Zeitmultiplex
schaffen und der erste Cordic kann phasengleiche und Quadratureingangssignale
in Zeitmultiplex empfangen.
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Zum Schluss sei bemerkt, dass die
Grundlage der vorliegenden Erfindung ebenfalls für Aufwärtsabtastung, d. h. Steigerung
der Abtastfrequenz gilt. In dem Fall werden die Elemente in umgekehrter
Reihenfolge vorgesehen und ihre Funktion ist invers gegenüber der
Unterabtastung. Ein digitaler Signalprozessor schafft ein digitales
Signal innerhalb eines Frequenzbandes Q, wobei dieses Signal phasengleiche
und Quadraturanteile hat. Die Abtastfrequenz der beiden Anteile
wird um einen Faktor R, den Interpolationsfaktor, gesteigert. Weiterhin
werden die phasengleichen und Quadraturanteile entsprechend einer
ersten bzw. einer zweiten Transformationsfunktion transformiert
und danach kombiniert. Zur Aufwärtsabtastung
kann eine Anti-Rückfaltungstechnik angewandt
werden, die derjenigen Technik zum Unterabtasten entspricht, wie
oben dargestellt.
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Durch Aufwärtsabtastung wird das Frequenzintervall
von [–1/2Fs2,
+1/2Fs2] an dem Ausgang des digitalen Quadraturprozessors auf [–1/2Fs1, +1/2Fs1]
an dem Ausgang der Interpolatoren erweitert, welche die Abtastfrequenz
von Fs2 zu Fs1 = R·Fs2
steigern.
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So könnte beispielsweise das Spektrum
gesehen an dem Ausgang des digitalen Signalprozessors sein wie das
in 9a. Dann ist für R = 2
das entsprechende Spektrum gesehen an dem Ausgang der Interpolatoren
dasjenige, wie in 9b dargestellt.
Auf gleiche Weise wie in dem Fall der Unterabtastung wird nur eines
der zwei Frequenzbänder
in 9b gewünscht. Ähnlich wie
die Unterabtastung kann das Auftreten von Signalabtastwerten in
dem unerwünschten
Band mit einer geeigneten 90° Phasenbeziehung
zwischen den Trans- formationsfunktionen in dem genannten Band entgegengewirkt
werden.
