JP3376454B2 - 信号分析装置 - Google Patents
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Description
いて帯域中心周波数や帯域幅が異なる種々のアナログ信
号の分析を行うための技術に関する。
タルデータでキャリア信号を直交変調して得られたディ
ジタル変調信号を送受信しており、このような移動体通
信システムの機器の評価を行うために、中間周波帯のデ
ィジタル変調信号に対する各種の分析を行う場合があ
る。
号等の分析を行うために、従来から図9に示す構成の信
号分析装置10があった。
対象のアナログ信号SをA/D変換器11によって所定
周波数Fsのサンプリング信号CKsでサンプリングし
てディジタルデータDに変換し、ベースバンド検出部1
2でディジタルデータDのベースバンド成分I、Qを求
め、このベースバンド成分I、Qに対する演算処理を演
算処理部13によって行い、入力信号Sの特性値を求め
ている。
回路12aによってディジタルデータDに対してアナロ
グ信号Sの帯域中心周波数Fcと等しい周波数のキャリ
ア信号の乗算処理を行い2つの直交信号を算出し、その
直交信号に対してディジタルフィルタ12b、12cで
帯域制限処理をして、ベースバンド成分I、Qを検出し
ている。
号分析装置10で、帯域幅や帯域中心が異なる種々の信
号に分析を行うためには、A/D変換器11の動作速度
(サンプリング周波数)を最大帯域幅に対応したものを
用いるとともに、ベースバンド検出部12の動作速度も
これに対応させる必要がある。
うに帯域幅が20MHz以上の広帯域なディジタル変調
信号を用いるものがあり、このような広い帯域の信号の
分析を行うために、40MHz以上の動作速度が要求さ
れてきている。
11としては40MHz以上の動作速度をもつものが実
現されているが、このように高速なA/D変換器から出
力されるディジタルデータに対する乗算処理やフィルタ
リング処理が行え、且つそのキャリア周波数やフィルタ
係数を広範囲に任意に可変できるベースバンド検出部を
実現することは極めて困難であった。
利用できず、W−CDMA方式等ののディジタル変調信
号に対する分析を正確に行うことができなかった。
器の高速性を犠牲にすることなく、W−CDMA方式の
ディジタル変調信号等の広帯域な信号を含め、帯域幅お
よび帯域中心の異なる種々のアナログ信号を分析できる
信号分析装置を提供することを目的としている。
に、本発明の請求項1の信号分析装置は、アナログ信号
を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてディジ
タルデータに変換するA/D変換器(21)と、前記A
/D変換器から出力されるディジタルデータを2つの信
号経路に交互に振り分けて、前記サンプリング周波数の
1/2のレートで出力するデータ振分回路(22)と、
前記データ振分回路から並列に出力されるディジタルデ
ータを前記サンプリング周波数の1/4だけ低域側にシ
フトした2つの直交信号(Ia、Qa)を生成して出力
する前記第1の周波数シフト回路(30)と、前記デー
タ振分回路から出力されたディジタルデータまたは前記
第1の周波数シフト回路によって周波数シフト処理され
た直交信号のいずれかに対して、前記サンプリング周波
数の1/4を上限とする帯域制限処理を行い、2つの直
交信号(Ib、Qb)を生成する2つの1/2デシメー
ト回路(31、32)と、前記2つの1/2デシメート
回路から出力される直交信号に対して、予め設定された
周波数だけシフトした2つの直交信号(Ic、Qc)を
生成する第2の周波数シフト回路(33)と、前記第2
の周波数シフト回路から出力される直交信号に対して、
予め設定された係数に対応する帯域制限処理を行い、2
つの直交信号(Id、Qd)を出力する2つの1/Nデ
シメート回路(34、35)と、前記2つの1/2デシ
メート回路の出力または前記2つの1/Nデシメート回
路の出力のいずれかに前記アナログ信号のベースバンド
成分が現れるように、前記2つの1/2デシメート回路
に入力される信号を前記データ振分回路から並列に出力
されたディジタルデータまたは前記第1の周波数シフト
回路によって周波数シフト処理された2つの直交信号の
いずれかに設定するとともに、前記第2の周波数シフト
回路のシフト周波数、前記2つの1/Nデシメート回路
の係数を設定する制御装置(40)と、前記ベースバン
ド成分に対する演算処理を行って、前記アナログ信号の
特性値を算出する演算手段(37)とを備えている。
は、アナログ信号を所定のサンプリング周波数でサンプ
リングしてディジタルデータに変換するA/D変換器
(21)と、前記A/D変換器から出力されるディジタ
ルデータを2つの信号経路に交互に振り分けて、前記サ
ンプリング周波数の1/2のレートで出力するデータ振
分回路(22)と、前記データ振分回路から並列に出力
されるディジタルデータに対して、前記サンプリング周
波数の1/4または周波数0の第1のキャリア信号を乗
算して、該第1のキャリア信号の周波数分だけ低域側に
シフトした2つの直交信号(Ia、Qa)を生成する第
1の周波数シフト回路(30)と、前記第1の周波数シ
フト回路から出力される2つの直交信号に対して、前記
サンプリング周波数の1/4を上限とする帯域制限処理
を行い、2つの直交信号(Ib、Qb)を生成する2つ
の1/2デシメート回路(31、32)と、前記2つの
1/2デシメート回路から出力される直交信号に対し
て、予め設定された周波数の第2のキャリア信号を乗算
して、該第2のキャリア信号の周波数だけシフトした2
つの直交信号(Ic、Qc)を生成する第2の周波数シ
フト回路(33)と、前記第2の周波数シフト回路から
出力される直交信号に対して、前記サンプリング周波数
の予め設定された係数分の1を上限とする帯域制限処理
を行い、2つの直交信号(Id、Qd)を出力する2つ
の1/Nデシメート回路(34、35)と、前記2つの
1/2デシメート回路の出力または前記2つの1/Nデ
シメート回路の出力のいずれかに前記アナログ信号のベ
ースバンド成分が現れるように、前記第1のキャリア信
号、前記第2のキャリア信号の周波数、前記2つの1/
Nデシメート回路の係数を設定する制御装置(40)
と、前記ベースバンド成分に対する演算処理を行って、
前記アナログ信号の特性値を算出する演算手段(37)
とを備えている。
施形態を説明する。図1は、本発明を適用した信号分析
装置20の構成を示している。
入力されるアナログ信号Sは、A/D変換器21に入力
され、所定周波数Fsのサンプリング信号CKsに同期
してサンプリングされ、ディジタルデータに変換され
る。
うために、入力端子20aとA/D変換器21の間に周
波数変換回路を設ける場合もある。
式のディジタル変調信号の帯域幅(20MHz)の2倍
以上、例えば64MHzの動作速度を有しており、ここ
では、64MHzのサンプリング信号CKsで動作す
る。
ルデータDは、データ振分回路22に入力される。
から出力されたディジタルデータをサンプリング信号C
Ksに同期して2つの信号経路に交互に振り分けて、サ
ンプリング周波数Fsの1/2のレートで且つ位相が合
った状態で並列出力する。
ように、A/D変換器21から出力されるディジタルデ
ータを2つのラッチ回路23、24に入力し、サンプリ
ング信号CKsを分周器25で2分周してサンプリング
信号CKsの立ち下がりに同期してそれぞれ立ち上がり
位相が互いに反転した2つ分周信号CK1、CK2をラ
ッチ回路23、24に与えてディジタルデータをラッチ
させる。
ぞれラッチ回路26、27に入力される。このラッチ回
路26、27には、ラッチ回路28からの共通クロック
信号がCKrが入力される。
プリング信号CKsの立ち上がりでラッチして、分周信
号CK2をサンプリング信号CKsの周期Tsの1/2
だけ遅延した共通クロック信号CKrを発生する。
は、図3の(a)のサンプリング信号CKsの立ち上が
りに同期してA/D変換器21から図3の(b)のよう
にディジタルデータD1、D2、D3、…が出力された
とき、図3の(c)、(d)のように、サンプリング信
号CKsの立ち下がりに同期して立ち上がる2つ分周信
号CK1、CK2をラッチ回路23、24に入力し、一
方のラッチ回路23からは図3の(e)のように、ディ
ジタルデータD1、D3、D5、…を出力し、他方のラ
ッチ回路24からは図3(f)のようにディジタルデー
タD1、D3、D5、…に対してサンプリング信号CK
sの1周期分ずれたディジタルデータD2、D4、D
6、…を出力する。
6、27に入力されるが、ラッチ回路28からは図3の
(g)のように、分周信号CK2をTs/2だけ遅延し
た共通クロック信号CKrが入力されるので、ラッチ回
路26、27からは図3の(h)、(i)のように、互
いに位相が揃ったディジタルデータDa(=D1、D
3、D5、…)Db(=D2、D4、D6、…)がそれ
ぞれサンプリング周波数Fsの1/2のレートで並列に
出力される。
タルデータDa、Dbは、第1の周波数シフト回路30
に入力される。
分回路22から並列に入力されるディジタルデータD
a、Dbと、周波数がサンプリング周波数Fsの1/4
または0の第1のキャリア信号C1〔cos(−ω
t)、sin(ωt)〕とを乗算する。
がFs/4の場合、ω=2πFs/4=(π/2)Fs
となり、tはサンプリング信号CKsの周期Tsの整数
倍で離散的に変化するから、4Tsの間に、cos(−
ωt)はcos(0)(=1)→cos(−π/2)
(=0)→cos(−π)(=−1)→cos(−3π
/2)(=0)と変化し、sin(−ωt)はsin
(0)(=0)→sin(−π/2)(=−1)→si
n(−π)(=0)→sin(−3π/2)(=1)と
変化する。
(a)、(b)のように、並列に入力されるディジタル
データDa=〔D1、D3、D5、D7…〕、Db=
〔D2、D4、D6、D8…〕に対して、上記の第1の
キャリア信号C1の乗算を以下のように行い、2つの直
交信号Ia、Qaを図4の(d)、(e)のように生成
する。
は、並列に入力された2つのディジタルデータ(例えば
D1、D2)に対する直交信号Ia(D1、0)、Qa
(0、D2)をディジタルデータDa、Dbと同じレー
トでそれぞれ並列に出力している。
ると、例えば信号Sの帯域中心Fcが図5の(a)のよ
うにFs/4にあるとき、A/D変換処理によってその
イメージSiが周波数Fs−Fc(=3Fs/4)を中
心に発生する。
第1のキャリア信号C1をディジタルデータに乗算する
と、図5の(b)のように、信号SとそのイメージSi
はともにS′、Si′のようにFs/4だけ低い方へシ
フトする。このとき、信号S′の帯域中心は0(ベース
バンド)となり、イメージSi′の帯域中心はFs/2
に一致する。
0の場合には、cos(−ωt)=1、sin(−ω
t)=0であるから、 Ia=〔D1,D2,D3,D4,D5、…〕 Qa=〔0,0,0,…〕 となり、入力されたディジタルデータDa、Dbがその
まま一方の直交信号Iaとして2個ずつ並列出力され、
他方の直交信号Qaは常に0となる。
1のキャリア信号C1の周波数を0にするということ
は、データ振分手段22からのディジタルデータDa、
Dbを何ら加工せずに直交信号として出力していること
と等価である。
s/4または0)は、後述の制御装置40によって切り
換え制御されるが、制御装置40によるこの第1のキャ
リア信号の周波数切り換えは、データ振分回路22から
出力されるディジタルデータDa、DbをFs/4だけ
低域側にシフト処理して得られた直交信号と、データ振
分回路22から出力されるディジタルデータDa、Db
のいずれかを選択的に後述の1/2デシメート回路3
1、32に入力していることになる。
のキャリア信号C1は0、1または−1のいずれかの数
値であり、しかも、連続する2つのサンプリングデータ
がサンプリングレートの1/2で並列入力されていて、
このデータが入力されている間に2つのデータに対する
乗算演算を行えば済むので、A/D変換器21の動作速
度を犠牲にしないで済む。
る直交信号Ia、Qaは、それぞれ1/2デシメート回
路31、32に入力される。
で、1/2デシメート処理は入力データに対して出力デ
ータのレートを1/2に下げるための処理を示してい
る。
ぞれ2入力並列処理型のFIR型のディジタルフィルタ
(ローパスフィルタで例えばハリス社のハーフバンドフ
ィルタ)によって構成されており、第1の周波数シフト
回路30によって周波数シフトされた直交信号Ia、Q
aからイメージ成分を除去するために、図5の(b)の
ように、0〜Fs/4の範囲を通過帯域とする低域通過
特性Pを有している。
2からは上限周波数がFs/4までに帯域制限された直
交信号Ib、Qbが出力されることになる。
から出力される直交信号Ib、Qbの個々のレートはサ
ンプリング周波数Fsの1/4となり、これが並列に出
力されるので両者をまとめた実質のレートはサンプリン
グ周波数Fsの1/2となる。
ら出力される直交信号Ib、Qbは第2の周波数シフト
回路33に入力される。この第2の周波数シフト回路3
3は直交信号Ib、Qbと、制御装置40から設定され
た周波数Δfまたは周波数0の第2のキャリア信号C2
とを次のように複素乗算する。
を次のように2つの直交信号Ic、Qcとして出力す
る。 Ic=Ib・cos(±ω′t)−Qb・sin(±
ω′t) Qc=Ib・sin(±ω′t)+Qb・cos(±
ω′t)
の±符号は、入力された直交信号をΔfだけ低域側にシ
フトする場合−、高域側にシフトする場合+となる。
周波数Δfの第2のキャリア信号C2を乗算すること
で、前記同様に入力された直交信号をΔfだけ低域側あ
るいは高域側にずらすことができる。
0にした場合、cos(±ωt)=1、sin(±ω
t)=0であるから、 Ic=Ib Qc=Qb となり、入力された直交信号Ib、Qbがそのまま直交
信号Ic、Qcとして出力される。
波数を0にするということは、実際にキャリア信号の乗
算を行わずに、入力された直交信号Ib、Qbをそれぞ
れ単純に直交信号Ic、Qcとして出力することと等価
である。
キャリア信号C2の周波数は、後述の制御装置40によ
って切り換え制御される。
る直交信号Ic、Qcは、1/Nデシメート回路34、
35に入力される。
直交信号Ic、Qcからベースバンドの直交信号Id、
Qdを抽出する狭帯域のディジタルフィルタである。
した1/2デシメート回路31、32のようなFIR型
のディジタルフィルタで構成することも可能であるが、
その場合フィルタ係数が非常に多くなり構成が複雑化す
るので、通常は、CIC型のディジタルフィルタが用い
られる。
数的な通過特性もつ積分型フィルタ(例えば1/sin
x型)と微分型フィルタ(例えばsinx型)とを組合
せることにより、図6のように0〜Fsの間を等分(図
では4等分)する周波数(減衰極)で減衰量が無限大と
なる特性を有しており、その減衰極の周波数は、両フィ
ルタの周期比(以下係数という)をN(図では4)とす
るとFs/Nの間隔で現れ、両端(0、Fs)では減衰
量が最小となる。
の係数Nを分析帯域幅に応じて設定することで、直交信
号Ic、Qcからベースバンドの直交信号Id、Qdを
抽出することができる。
数シフト回路33および1/Nデシメート回路34、3
5から出力される直交信号は、信号選択回路36に入力
されている。
制御により、ベースバンドに変換された直交信号を選択
して演算処理手段としてのDSP(ディジタル信号処理
プロセッサ)37に出力している。
されたベースバンドの直交信号に対する演算処理を行
い、入力されたアナログ信号Sの特性値を算出して、図
示しない出力装置へ出力する。
ら指定された情報に基づいて第1の周波数シフト回路3
0、第2の周波数シフト回路33、1/Nデシメート回
路34、35、および信号選択回路36の制御を行う。
件として入力信号Sに対する分析帯域の中心周波数Fc
がサンプリング周波数の1/4で最大の広帯域処理が指
定された場合には、第1の周波数シフト回路30の第1
のキャリア信号C1の周波数を−Fs/4に設定し、第
2の周波数シフト回路33のキャリア信号C2の周波数
を0に設定するとともに、この第2の周波数シフト回路
33の出力Ic、Qcが信号選択回路36で選択される
ようにする。
号Sは、A/D変換器21によって周波数Fsのサンプ
リング信号でサンプリングされてディジタルデータに変
換され、データ振分回路22を介して第1の周波数シフ
ト回路30に入力される。
ディジタルデータDa、Dbは、低域側へFs/4の周
波数シフトの処理を受け、このシフト処理された直交信
号Ia、Qaが1/2デシメート回路31、32によっ
てフィルタリング処理されて、ベースバンドの直交信号
Ib、Qbとなる。
第2の周波数シフト回路33に入力されるが、第2の周
波数シフト回路33のキャリア信号の周波数は0に設定
されているので、入力された直交信号Ib、Qbと同一
の直交信号Ic、Qcがそのまま信号選択回路36を介
してDSP37に入力され、入力されたアナログ信号S
に対する広帯域な信号演算処理が行われて、その特性値
が算出される。
して分析帯域の中心周波数Fcがサンプリング周波数の
1/4よりΔfだけ高く、帯域幅がFwの挟帯域分析が
指定された場合、制御装置40は、第1の周波数シフト
回路30の第1のキャリア信号C1の周波数を−Fs/
4に設定し、第2の周波数シフト回路33の第2のキャ
リア信号C2の周波数を−Δfに設定し、さらに帯域幅
Fwに対応する係数Nを1/Nデシメート回路34、3
5に設定し、この1/Nデシメート回路34、35の出
力Id、Qdが信号選択回路36で選択されるようにす
る。
s/4)+Δfの信号SがA/D変換器21によって周
波数Fsのサンプリング信号でサンプリングされてディ
ジタルデータに変換され、データ振分回路22を介して
第1の周波数シフト回路30に入力される。
ディジタルデータDa、Dbは、低域側へFs/4の周
波数シフト処理を受け、このシフト処理された直交信号
Ia、Qaが1/2デシメート回路31、32によって
フィルタリング処理されて、帯域中心がΔfの信号を含
む直交信号Ib、Qbとなる。
フト回路33に入力されて、低域側へΔfの周波数シフ
ト処理を受けるため、第2の周波数シフト回路33から
ベースバンド成分を含む直交信号Ic、Qcが出力さ
れ、1/Nデシメート回路34、35によってフィルタ
リング処理されてベースバンドの直交信号Id、Qdが
抽出され、信号選択回路36を介してDSP37に入力
され、入力されたアナログ信号Sに対する狭帯域な信号
演算処理が行われて、その特性値が算出される。
(b)のように分析帯域の中心周波数FcがFs/4よ
り低く0からΔfずれた狭帯域(帯域幅Fw)分析が指
定されると、制御装置40は、第1の周波数シフト回路
30の第1のキャリア信号C1の周波数を0に設定し、
第2の周波数シフト回路33の第2のキャリア信号C2
の周波数を−Δfに設定し、さらに帯域幅Fwに対応す
る係数Nを1/Nデシメート回路34、35に設定し、
この1/Nデシメート回路34、35の出力Id、Qd
が信号選択回路36で選択されるようにする。
の信号SがA/D変換器21によって周波数Fsのサン
プリング信号でサンプリングされてディジタルデータに
変換され、データ振分回路22を介して第1の周波数シ
フト回路30に入力される。
ディジタルデータDa、Dbは、シフト処理されずに直
交信号Ia、Qa(ただしQa側は0)として1/2デ
シメート回路31、32によってフィルタリング処理さ
れて、帯域中心がΔfの信号を含む直交信号Ib、Qb
(ただしQb側は0)となる。
フト回路33に入力されて、低域側へΔfの周波数シフ
ト処理を受けるため、第2の周波数シフト回路33から
ベースバンド成分を含む直交信号Ic、Qcが出力さ
れ、1/Nデシメート回路34、35によってフィルタ
リング処理されてベースバンドの直交信号Id、Qdが
抽出され、信号選択回路36を介してDSP37に入力
され、入力されたアナログ信号Sに対する狭帯域な信号
演算処理が行われて、その特性値が算出される。
バンド成分とする広帯域分析が指定された場合、制御装
置40は、第1の周波数シフト回路30の第1のキャリ
ア信号C1の周波数を0に設定し、この第1の周波数シ
フト回路30の出力Ia、Qaが信号選択回路36で選
択されるようにする。
によって周波数Fsのサンプリング信号でサンプリング
されてディジタルデータに変換され、データ振分回路2
2を介して第1の周波数シフト回路30に入力される
が、第1の周波数シフト回路30のキャリア信号の周波
数は0に設定されているので、入力されたディジタルデ
ータDa、Dbと同一の直交信号Iaがベースバンド成
分としてそのまま信号選択回路36を介してDSP37
に入力され、その特性値が算出される。
帯域の中心周波数Fcがサンプリング周波数の1/4よ
りΔfだけ低く、帯域幅がFwの挟帯域分析が指定され
た場合、制御装置40は、第1の周波数シフト回路30
の第1のキャリア信号C1の周波数を−Fs/4に設定
し、第2の周波数シフト回路33の第2のキャリア信号
C2の周波数を+Δfに設定し、さらに帯域幅Fwに対
応する係数Nを1/Nデシメート回路34、35に設定
し、この1/Nデシメート回路34、35の出力Id、
Qdが信号選択回路36で選択されるようにする。
s/4)−Δfの信号SがA/D変換器21によって周
波数Fsのサンプリング信号でサンプリングされてディ
ジタルデータに変換され、データ振分回路22を介して
第1の周波数シフト回路30に入力される。
ディジタルデータDa、Dbは、低域側へFs/4の周
波数シフト処理を受け、このシフト処理された直交信号
Ia、Qaが1/2デシメート回路31、32によって
フィルタリング処理されて、帯域中心が−Δfの信号を
含む直交信号Ib、Qbとなる。
フト回路33に入力されて、高域側へΔfの周波数シフ
ト処理を受けるため、第2の周波数シフト回路33から
ベースバンド成分を含む直交信号Ic、Qcが出力さ
れ、1/Nデシメート回路34、35によってフィルタ
リング処理されてベースバンドの直交信号Id、Qdが
抽出され、信号選択回路36を介してDSP37に入力
され、入力されたアナログ信号Sに対する狭帯域な信号
演算処理が行われて、その特性値が算出される。
出力されるベースバンドのディジタルデータDa、Db
を第1のキャリア信号C1の周波数が0に設定された第
1の周波数シフト回路30を介して信号選択回路36に
出力し、1/2デシメート回路301、32から出力さ
れるベースバンドの直交信号Ib、Qbを第2のキャリ
ア信号C2の周波数が0に設定された第2の周波数シフ
ト回路33を介して信号選択回路36へ出力していた
が、データ振分回路22の出力がベースバンドの場合に
は、そのベースバンドのディジタルデータDa、Dbを
信号選択回路36に直接出力すればよく、1/2デシメ
ート回路31、32の出力がベースバンドの場合には、
このベースバンドの直交信号Ib、Qbを信号選択回路
36に直接出力してもよい。
バンド近傍の場合には、そのディジタルデータDa、D
bをスイッチ等を用いて第1の周波数シフト回路30を
介さずに、1/2デシメート回路31、32に直接入力
してもよい。この場合には、第1の周波数シフト回路3
0のキャリア周波数をFs/4に固定してよいので、制
御装置40は、このキャリア周波数の切り換えの代わり
に上記スイッチの切り換え制御でディジタルデータD
a、Dbを1/2デシメート回路31、32に直接入力
すればよい。
は、A/D変換器21から出力されるディジタルデータ
を2つの経路に振り分けて、サンプリング周波数の1/
2のレートで並列に出力するデータ振分回路22と、デ
ータ振分回路22から出力されるディジタルデータに対
してサンプリング周波数Fsの1/4のシフト処理を行
う第1の周波数シフト回路30と、データ振分回路22
から出力されるディジタルデータまたは第1の周波数シ
フト回路30の出力に対する1/2デシメート処理を行
う1/2デシメート回路31、32と、1/2デシメー
ト回路31、32の出力に対して、予め設定された周波
数シフト処理を行う第2の周波数シフト回路33と、第
2の周波数シフト回路33の出力に対して1/Nデシメ
ート処理を行う1/Nデシメート回路34、35と、1
/2デシメート回路31、32に対する入力信号の指
定、第2の周波数シフト回路33のシフト周波数および
1/Nデシメート回路34、35の係数を、分析帯域幅
およびその帯域中心周波数に応じて制御して入力信号S
のベースバンド成分を出力させる制御装置40とを備え
ている。
牲にすることなく、W−CDMA方式のディジタル変調
信号等の広帯域な信号を含め、帯域幅および帯域中心の
異なる種々のアナログ信号を分析できる。
ト周波数は0またはFs/4の切り換え、あるいはFs
/4に固定してよく、第2の周波数シフト回路33のシ
フト周波数の幅は0〜±Fs/4までの範囲で済むの
で、高速動作が可能となる。
CIC型のディジタルフィルタで構成しているので、設
定された係数Nに対してフィルタの周期比を変えるだけ
で済むので、FIR型のディジタルフィルタを用いるよ
りも演算処理が格段に簡素化できる。
数シフト回路30の第1のキャリア信号C1の周波数を
0に設定することで、データ振分回路22からのディジ
タルデータが1/2デシメート回路31、32にそのま
ま入力されるようにするとともに、第2の周波数シフト
回路33の第2のキャリア信号C2の周波数を0に設定
することで、1/2デシメート回路31、32からの信
号が1/Nデシメート回路34、35にそのまま入力さ
れるようにするしているので、信号経路の分岐が不要と
なり、構成が簡素化されるという利点がある。
ログ信号SをA/D変換器21に直接入力する場合につ
いて説明したが、図9に示す信号分析装置20′のよう
に、入力端子20aとA/D変換器21との間に、スイ
ッチ45、周波数変換回路46およびスイッチ47を設
け、分析対象のアナログ信号Sをスイッチ45、47を
介して前記同様にA/D変換器21に直接入力するモー
ドと、分析対象の高周波のアナログ信号Sをスイッチ4
5から周波数変換回路46に入力して中間周波帯に変換
し、この変換した信号Saをスイッチ47を介してA/
D変換器21に入力するモードとを制御装置40′で切
り換えるようにしてもよい。
回路46の局発信号の周波数や中間周波フィルタ等の切
り換え制御を行い、その出力信号Saの帯域中心や帯域
幅を設定するとともに、その帯域中心や帯域幅に合わせ
て第1のキャリア信号C1、第2のキャリア信号C2の
周波数と、1/Nデシメート回路34、35の係数Nを
制御して、前記同様にベースバンド成分を抽出させる。
の信号分析装置は、A/D変換器から出力されるディジ
タルデータを2つの経路に振り分けて、サンプリング周
波数の1/2のレートで並列に出力するデータ振分回路
と、データ振分回路から出力されるディジタルデータに
対してサンプリング周波数Fsの1/4のシフト処理を
行う第1の周波数シフト回路と、データ振分回路の出力
信号または第1の周波数シフト回路で周波数シフト処理
された信号のいずれかに対する1/2デシメート処理を
行う1/2デシメート回路と、1/2デシメート回路の
出力に対して、予め設定された周波数のシフト処理を行
う第2の周波数シフト回路と、第2の周波数シフト回路
の出力に対して1/Nデシメート処理を行う1/Nデシ
メート回路と、1/2デシメート回路に対する入力信号
の指定、第2の周波数シフト回路のシフト周波数および
1/Nデシメート回路の係数を、分析帯域幅およびその
帯域中心周波数に応じて制御して入力信号のベースバン
ド成分を出力させる制御装置とを備えている。
することなく、W−CDMA方式のディジタル変調信号
等の広帯域な信号を含め、帯域幅および帯域中心の異な
る種々のアナログ信号を分析できる。
は、第1の周波数シフト回路の第1のキャリア信号の周
波数を0に設定することで、データ振分回路からのディ
ジタルデータが第1の周波数シフト回路を介して1/2
デシメート回路にそのまま入力されるようにしているの
で、信号経路の分岐が不要となり、構成が簡素化される
という利点がある。
ング図
ング図
ブロック図
Claims (2)
- 【請求項1】アナログ信号を所定のサンプリング周波数
でサンプリングしてディジタルデータに変換するA/D
変換器(21)と、 前記A/D変換器から出力されるディジタルデータを2
つの信号経路に交互に振り分けて、前記サンプリング周
波数の1/2のレートで出力するデータ振分回路(2
2)と、 前記データ振分回路から並列に出力されるディジタルデ
ータを前記サンプリング周波数の1/4だけ低域側にシ
フトした2つの直交信号(Ia、Qa)を生成して出力
する前記第1の周波数シフト回路(30)と、 前記データ振分回路から出力されたディジタルデータま
たは前記第1の周波数シフト回路によって周波数シフト
処理された直交信号のいずれかに対して、前記サンプリ
ング周波数の1/4を上限とする帯域制限処理を行い、
2つの直交信号(Ib、Qb)を生成する2つの1/2
デシメート回路(31、32)と、 前記2つの1/2デシメート回路から出力される直交信
号に対して、予め設定された周波数だけシフトした2つ
の直交信号(Ic、Qc)を生成する第2の周波数シフ
ト回路(33)と、 前記第2の周波数シフト回路から出力される直交信号に
対して、予め設定された係数に対応する帯域制限処理を
行い、2つの直交信号(Id、Qd)を出力する2つの
1/Nデシメート回路(34、35)と、 前記2つの1/2デシメート回路の出力または前記2つ
の1/Nデシメート回路の出力のいずれかに前記アナロ
グ信号のベースバンド成分が現れるように、前記2つの
1/2デシメート回路に入力される信号を前記データ振
分回路から並列に出力されたディジタルデータまたは前
記第1の周波数シフト回路によって周波数シフト処理さ
れた2つの直交信号のいずれかに設定するとともに、前
記第2の周波数シフト回路のシフト周波数、前記2つの
1/Nデシメート回路の係数を設定する制御装置(4
0)と、 前記ベースバンド成分に対する演算処理を行って、前記
アナログ信号の特性値を算出する演算手段(37)とを
備えた信号分析装置。 - 【請求項2】アナログ信号を所定のサンプリング周波数
でサンプリングしてディジタルデータに変換するA/D
変換器(21)と、 前記A/D変換器から出力されるディジタルデータを2
つの信号経路に交互に振り分けて、前記サンプリング周
波数の1/2のレートで出力するデータ振分回路(2
2)と、 前記データ振分回路から並列に出力されるディジタルデ
ータに対して、前記サンプリング周波数の1/4または
周波数0の第1のキャリア信号を乗算して、該第1のキ
ャリア信号の周波数分だけ低域側にシフトした2つの直
交信号(Ia、Qa)を生成する第1の周波数シフト回
路(30)と、 前記第1の周波数シフト回路から出力される2つの直交
信号に対して、前記サンプリング周波数の1/4を上限
とする帯域制限処理を行い、2つの直交信号(Ib、Q
b)を生成する2つの1/2デシメート回路(31、3
2)と、 前記2つの1/2デシメート回路から出力される直交信
号に対して、予め設定された周波数の第2のキャリア信
号を乗算して、該第2のキャリア信号の周波数だけシフ
トした2つの直交信号(Ic、Qc)を生成する第2の
周波数シフト回路(33)と、 前記第2の周波数シフト回路から出力される直交信号に
対して、前記サンプリング周波数の予め設定された係数
分の1を上限とする帯域制限処理を行い、2つの直交信
号(Id、Qd)を出力する2つの1/Nデシメート回
路(34、35)と、 前記2つの1/2デシメート回路の出力または前記2つ
の1/Nデシメート回路の出力のいずれかに前記アナロ
グ信号のベースバンド成分が現れるように、前記第1の
キャリア信号、前記第2のキャリア信号の周波数、前記
2つの1/Nデシメート回路の係数を設定する制御装置
(40)と、 前記ベースバンド成分に対する演算処理を行って、前記
アナログ信号の特性値を算出する演算手段(37)とを
備えた信号分析装置。
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2000
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