DE3909874C2

DE3909874C2 - Verfahren zur Digitalisierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems und Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens

Info

Publication number: DE3909874C2
Application number: DE19893909874
Authority: DE
Inventors: Andreas Elterich; Walter Dr Stammler
Original assignee: Daimler Benz Aerospace AG
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH
Priority date: 1989-03-25
Filing date: 1989-03-25
Publication date: 1998-05-07
Anticipated expiration: 2009-03-26
Also published as: DE3909874A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Digitali sierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems gemäß Oberbegriff des Pa tentanspruchs 1 sowie eine Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 22. Ein solches Verfahren ist beispielsweise in dem Artikel von H. Steyskal: "Digital Beamforming Antennas - An Introduc tion", in: Microwave Journal, Januar 1987, S. 107-124, be schrieben.

In der Radarsignalverarbeitung gewinnen phasengesteuerte Sende- und Empfangssysteme ("Phased Arrays") zunehmend an Bedeutung. Dies trifft vor allem für Phased-Array-Sy steme zu, die im Mikrowellen- und hier insbesondere Milli meterwellenbereich arbeiten. Phased Arrays sind aufgebaut aus zahlreichen, linear oder flächig angeordneten Einzel antennenelementen oder Subarrays mehrerer solcher Einzelantennenelemente, die über separate Kanäle Signale aussenden oder empfangen. Durch Aufsummierung ("Beamforming" bzw. "Richtstrahlbildung") vieler, in Phase gebrachter Einzelkanalsignale, die von inkohärentem Rau schen überlagert sind, ergibt sich der erforderliche Si gnal/Störgewinn beim Empfang. Die gewünschte Bündelung des Radarstrahls resultiert aus der räumlichen Ausdehnung der Gesamtanordnung.

Phased Arrays zeichnen sich aus durch Programmierbarkeit der Antennencharakteristik ("Adaptive Antenne"). Das bein haltet auch die Möglichkeit einer zeitlichen Adaption. Ein zweiter entscheidender Vorteil von Phased Arrays liegt darin, daß bei paralleler Auswertung mehrerer Summensi gnale die entsprechenden Ziele gleichzeitig beobachtbar sind. Hinzu kommt, daß Zielgebiete über sehr lange Zeit fenster hinweg beobachtet werden können, wodurch die Reichweite sich erhöhen läßt.

Bisherige Realisierungen basieren zumeist auf einer Pha senverschiebung im Hochfrequenzbereich und Summation der Analogsignale. Hinzu kommt eine weitere analoge Nachverar beitung. Daraus resultieren wesentliche Einschränkungen hinsichtlich Genauigkeit, Phasengleichlauf in den Ein zelkanälen, Reproduzierbarkeit, Flexibilität und Herstel lungsaufwand.

Digital arbeitende Phased-Array-Empfangssysteme, bei denen die in Träger- oder Zwischenfrequenzlage befindlichen Emp fangssignale in den einzelnen Empfangskanälen zunächst ei ner analogen Bandbegrenzung und einer nachfolgenden Qua draturdemodulation unterworfen werden, bevor die demodu lierten Signale entsprechend den gewünschten Raumrichtun gen einer digitalen Phasenverschiebung und einer Gewich tung sowie einer kohärenten Addition unterworfen werden, sind in dem eingangs zitierten Artikel von H. Steyskal so wie in dem Artikel von P. Barton: "Digital Beam Forming for Radar", in: IEE Proc., Vol. 127, Pt. F, No. 4, August 1980, S. 266-277 und in dem Artikel von A. C. C. Wong: "Ra dar Digital Beamforming", in: Military Microwaves Conf., Großbritannien, 1982, S. 287-294 beschrieben.

In den beiden Artikeln von Steyskal und Barton wird neben der A/D-Wandlung nach analoger Quadratur-Demodulation auch schon die Möglichkeit einer A/D-Wandlung des ZF-Signals erwähnt. Die A/D-Wandlung nach der analogen Quadratur-De modulation erfolgt bei diesen bekannten Verfahren mit ei ner Abtastrate von ungefähr 1,4 B (B: Bandbreite des Nutzsignals), bei der Wandlung in der ZF-Lage (nach analo ger reeller Demodulation) mit einer Abtastrate von ca. 5,4 B. Bei dem von Barton beschriebenen Verfahren werden dabei nur Wortlängen größer als 8 Bit betrachtet, während in dem Artikel von Steyskal auf die in dem Artikel von A. C. C. Wong beschriebenen Resultate für 1-Bit-Quantisierung hingewiesen wird. Bei dem dort beschriebenen Verfahren wird eine A/D-Wandlung mit 1 Bit allerdings nicht im ZF-Be reich, sondern nach analoger Quadraturdemodulation ange wandt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, zum einen ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem der Aufwand für eine digitale Weiterverarbeitung der ana logen Empfangssignale bei hohen Nutzbandbreiten möglichst gering ist, und zum anderen eine Vorrichtung anzugeben, mit der das zu schaffende Verfahren ausgeführt werden kann und die möglichst einfach im Aufbau ist.

Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe ist in bezug auf das zu schaffende Verfahren durch die Merkmale des Patent anspruchs 1 und in bezug auf die zu schaffende Vorrichtung durch die Merkmale des Patentanspruchs 22 beschrieben. Die übrigen Ansprüche enthalten vorteilhafte Aus- und Weiter bildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens (Ansprüche 1 bis 20) und der erfindungsgemäßen Vorrichtung (Ansprüche 23 bis 40) sowie eine bevorzugte Anwendung der Erfindung (Ansprüche 21 und 41).

Bei einem Verfahren zur Digitalisierung und Signalverar beitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangs systems, bei dem sich die Empfangssignale der einzelnen Empfangskanäle in Träger- oder Zwischenfrequenzlage befin den und jeweils einer analogen Bandbegrenzung, einer nach folgenden Analog-Digital-Wandlung und einer anschließenden digitalen Quadraturdemodulation unterworfen werden und die demodulierten Signale entsprechend den gewünschten Raum richtungen einer digitalen Phasenverschiebung, Gewichtung und kohärenten Addition unterworfen werden, werden erfin dungsgemäß zum einen die Analog-Digital-Wandlung in den einzelnen Kanälen jeweils mit einer Überabtastung mit ei ner ersten Abtastfrequenz f_S1 und mit 3 bis 8, vorzugs weise mit 3 Quantisierungszuständen durchgeführt und zum anderen die demodulierten Signale in den beiden Quadratur zweigen der einzelnen Kanäle anschließend einer digitalen Bandbegrenzung mit einer Unterabtastung mit einer zweiten Abtastfrequenz f_S2 unterworfen.

In einer vorteilhaften Ausbildung des Verfahrens wird die erste Abtastfrequenz f_S1 größer oder gleich dem 8-fachen der Signalbandbreite B gewählt, wobei das Verhältnis V₁ von erster Abtastfrequenz f_S1 zur Träger- oder Zwischen frequenz f_m vorzugsweise den Wert

annimmt mit der ganzen Zahl i≧0 und der rationalen Zahl n≧2.

Besonders gute Ergebnisse lassen sich dabei mit dem erfin dungsgemäßen Verfahren erzielen, wenn n ganzzahlig ist, vorzugsweise eine Zweierpotenz größer 2¹ oder ein Vielfa ches von 4 ist und hier insbesondere zu 4 oder 8 gewählt wird.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist das Verhältnis V₂ von der ersten Abtastfre quenz f_S1 zur zweiten Abtastfrequenz f_S2 gemäß der folgen den Gleichung:

vorzugsweise ganzzahlig und zudem gleich oder ein ganzzah liges Vielfaches der rationalen Zahl n mit m = 1, 2, 3, . . . zu wählen.

In einer bevorzugten Ausbildung des erfindungsgemäßen Ver fahrens werden mit der digitalen Bandbegrenzung nach der digitalen Quadraturdemodulation die unerwünschte(n) Spiel frequenz(en) bzw. Oberwelle(n) infolge der Quantisierung unterdrückt sowie durch die analoge Bandbegrenzung verur sachte Frequenzgangsverzerrungen korrigiert und/oder das Empfangssignal auf seine Nutzbandbreite begrenzt. Vorzugs weise wird dabei eines der beiden Seitenbänder des digi talisierten Signals mittels digitaler Einseitenband-Filte rung unterdrückt.

Dabei kann vorteilhaft nach der digitalen Einseitenband filterung das gefilterte Einseitenbandsignal einer weite ren Unterabtastung mit einer dritten Abtastfrequenz f_S3 unterworfen werden, wobei das Verhältnis V₃ von zweiter Abtastfrequenz f_S2 zur dritten Abtastfrequenz f_S3 gemäß der folgenden Gleichung

mit q einer ganzen Zahl vorzugsweise zu q=2 gewählt wird.

Weiterhin wird gemäß einer anderen vorteilhaften Ausbil dung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei der (oder den) digitalen Filterung(en) jeweils nur die von der jeweiligen sich direkt anschließenden Unterabtastung erfaßten Filter ausgangswerte berechnet, wobei vorteilhaft in den einzel nen Kanälen nach der (oder den beiden) Unterabtastung(en) jeweils eine zusätzliche digitale Filterung zum Ausgleich von kanalspezifischen Amplituden- und/oder Phasenverzer rungen aufgrund der analogen Vorverarbeitung vor der Ana log-Digital-Wandlung durchgeführt werden.

Ferner ist zur Erzielung eines Gleichlaufs der einzelnen Empfangskanäle möglich, daß bei der digitalen Phasenver schiebung und Gewichtung der demodulierten Signale jeweils zusätzliche Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen mit einbezogen werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird die digitale Phasenverschiebung und die Gewichtung räumlich und/oder zeitlich adaptiv eingestellt.

Sollen mehrere Raumrichtungen gleichzeitig überwacht wer den, ist es von Vorteil, die digitale Phasenverschiebung, die Gewichtung und die kohärente Addition mittels des Fast-Fourier-Transformationsverfahrens (ggf. einschließ lich einer Fensterung der Eingangsdaten) oder auf der Ba sis von nichtlinearen spektralen Schätzverfahren ("Superauflösung") durchzuführen.

Bei gespreizten Empfangssignalen wird in einer anderen be vorzugten Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens eine digitale Pulskompression vorgenommen, wobei die Pulskom pression vorteilhafterweise jeweils nach der Analog-Digi tal-Wandlung oder nach der Unterabtastung vorgenommen wird.

Zur Kompensation von Laufzeitunterschieden zwischen den Empfangssignalen der einzelnen Kanäle können die digita lisierten Signale vorteilhaft um ein oder mehrere Ab tastintervalle verzögert werden.

Gemäß der Erfindung basieren die Phased-Array-Empfangssy steme, die sich zum Ausführen des erfindungsgemäßen Ver fahrens besonders eignen, auf folgenden Grundkonzept:

- Digitalisierung der Signale zum frühestmöglichen Zeitpunkt, d. h. bereits in der Träger- oder Zwischenfrequenzlage;
- Einsatz von Antialiasingfiltern mit moderater Flankensteilheit und niedrigem Filtergrad;
- Amplitudenquantisierung im A/D-Wandler mit wenigen Quantisierungszuständen;
- Überabtastung und anschließende digitale Bandbe grenzung;
- Digitale Quadraturdemodulation, digitale Richt strahlbildung im Basisband, digitale Detektion und Schätzung der Parameter (Geschwindigkeit, Azimut, Elevation, Entfernung);
- Wahl einer möglichst hohen Nutzbandbreite;
- Geschickte Kombination von Zwischenfrequenz, Nutz bandbreite und Abtastfrequenz, um den Aufwand für die digitale Quadraturdemodulation gering zu hal ten;
- Monolithische Integration des A/D-Wandlers, der digitalen Komponenten des Einzelkanals und der Komponenten zur Richtstrahlbildung;
- gegebenenfalls Verwendung integrierbarer Mikrowel len- bzw. Millimeterwellenbauelemente und inte grierbarer Zwischenfrequenzbaugruppen.

Auf dieser Basis lassen sich kompakte Einzelelemente bzw. -bau gruppen mit nahezu identischen Übertragungscharakteri siken auf einfache Art und Weise herstellen. Vor allem ist durch A/D-Wandlung mit wenigen Bits die Voraussetzung ge schaffen worden für eine effiziente digitale Weiterverar beitung bei hohen Nutzbandbreiten und Abtastraten. Weiter hin ist durch Phasendrehung und Summation im Niederfre quenzbereich (Basisband) die Voraussetzung geschaffen wor den, daß mit geringem Aufwand zusätzliche Richtstrahlen gebildet werden können. Bei Multibeamanwendungen entfällt somit eine Vervielfachung des Arrays ab dem ZF- oder gar dem HF-Teil. Ein solches digitales Frontend läßt sich uni versell, d. h. nicht nur im Millimeterwellenbereich einset zen.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Fig. näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Übersichtsbild einer vorteilhaften Ausfüh rungsform des erfindungsgemäßen Phased-Array-Empfangs systems zum Ausführen des erfindungs gemäßen Verfahrens,

Fig. 2 das Blockschaltbild des Analogteils für einen Empfangskanal einer vorteilhaften Ausbildung des Phased-Array-Empfangssystems gemäß Fig. 1 für den Millimeterwellenbereich,

Fig. 3 die Darstellung des erfindungsgemäßen Grundverfahrens in Form einer Folge der we sentlichen Verfahrensschritte mit den dazu ge hörenden Frequenzspektren,

Fig. 4 die Darstellung eines Ausschnitts einer vor teilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Grundverfahrens gemäß Fig. 3 in Form zusätzli cher Verfahrensschritte mit den dazu gehören den Frequenzspektren,

Fig. 5 das Übersichtsbild eines Ausschnitts einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des er findungsgemäßen Phased-Array-Empfangssystems; dargestellt ist ein Einzelkanal,

Fig. 6 eine auf die Quantisierung und die Richt strahlbildung mit reellen Signalen verein fachte Darstellung des Phased-Array-Empfangs systems gemäß Fig. 1,

Fig. 7 die prinzipielle Wirkungsweise einer Analog- Digital-Wandlung mit drei Quantisierungszu ständen,

Fig. 8 eine Übersicht über die Signal/Rausch-Verluste infolge der Quantisierung als Funktion der An zahl der Quantisierungszustände,

Fig. 9-11 Ergebnisse einer Simulation am Beispiel eines aus der Überlagerung einer Sinusfolge (Fig. 9 unten) und einer weißen, normalverteilten Zu fallsfolge (Fig. 9 oben) sich ergebenden Emp fangssignals eines Kanals vor (Fig. 10 unten) und nach (Fig. 10 oben) der Analog-Digi tal-Wandlung mit drei Quantisierungszuständen und der Funktionsverlauf des sich aus der Addition von 200 solcher Kanäle ergebenden Richtstrahls für eine Analog-Digital-Wandlung mit drei Quantisierungszuständen (Fig. 11 oben) bzw. mit sehr vielen Quantisierungszuständen (Fig. 11 unten).

Ein Phased-Array-Empfangssystem, wie es in Fig. 1 ab gebildet ist, kann für Puls-Radarbetrieb oder für den Emp fang von Nachrichten verwendet werden. Während die monoli thische Integration von Sendekomponenten im Millimeterwellenbereich derzeit noch mit erheblichen grundsätzlichen Problemen belastet ist, sind bei den Emp fangskomponenten integrierte Lösungen für Frequenzen um 35 GHz vorhanden und für 60 GHz in Entwicklung, so daß ein Aufbau von Phased-Array-Empfangssystemen für den Millime terwellenbereich heute technisch möglich ist.

Das Phased-Array-Empfangssystem in Fig. 1 besteht aus den Kanälen 1 bis n, die identisch im Aufbau sind. Jeder der Kanäle 1 bis 4 besteht jeweils aus einer eingangsseitigen Empfangsantenne 1, einem Mischer 11, einem Überlagerungs oszillator 12, einem Zwischenfrequenzverstärker 13, einem analogen Bandpaßfilter 2, einem Analog-Digital-Wandler 3, einem digitalen Quadraturdemodulator mit einem In-Phase- oder Realzweig R und einem Quadratur- oder Imaginärzweig I, wobei jeder Zweig R bzw. I jeweils einen Mischer 41, 42, ein digitales Filter 51, 52 sowie einen Schalter 61, 62 zur Unterabtastung enthält. Die einzelnen Kanäle (dar gestellt sind hier beispielhaft die Kanäle 1 bis 4) sind zwecks Richtstrahlbildung ausgangsseitig über Mul tiplikatoren 7 ₁₁, 7 ₁₂, . . . 7 _n, 7 _n2, . . . und Addierer 8 ₁, 8 ₂, . . . mit einer digitalen Signalauswertung 9 verbunden.

Die Empfangsantenne 1 eines einzelnen Kanals, beispiels weise des Kanals 1, empfängt das hochfrequente Empfangssi gnal HF. Durch Mischung mit dem Signal des Überlagerungs oszillators 12 im Mischer 11 wird das Empfangssignal HF auf die Zwischenfrequenz-Ebene umgesetzt. Das Zwischenfre quenzsignal ZF wird anschließend in dem Zwischenfrequenz verstärker 13 verstärkt, im Bandpaßfilter 2 gefiltert und im Analog-Digital-Wandler 3 mit einer Überabtastung mit der Abtastfrequenz f_S1 digitalisiert. Das digitalisierte Signal wird dann im digitalen Quadraturdemodulator 41, 42 demoduliert und danach digital gefiltert. Anschließend er folgt die Unterabtastung mit der Abtastfrequenz f_S2. Zur Richtstrahlbildung werden die Signale nachfolgend in den Multiplikatoren 7 ₁₁, 7 ₁₂, . . . 7 _n1, 7 _n2 durch Multiplikation mit den komplexen Korrekturwerten w₁₁, w₁₂, . . . w_n1, w_n2 einer digitalen Phasenverschiebung und einer Gewichtung unterworfen und abschließend je nach gewünschter Raumrich tung in einem der Addierer 8 ₁, 8 ₂, . . . mit den entsprechen den Signalen der übrigen Kanäle, im Beispiel der Kanäle 2 bis n, kohärent addiert und der digitalen Auswertung 9 zugeleitet, in der die Informationen über Azimut, Eleva tion, Entfernung, Geschwindigkeit usw. aus den Richt strahldaten abgeleitet werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsge mäßen Phased-Array-System sind die Multiplikatoren 7 ₁₁, 7 ₁₂, . . . 7 _n1, 7 _n2, . . . und die Addierer 8 ₁, 8 ₂, . . . in Form eines Fast-Fourier-Transformations-Prozessors realisiert.

Alternativ kann die Richtstrahlbildung in Form eines auf der Basis eines nichtlinearen spektralen Schätzverfahrens arbeitenden Signalprozessors oder Multisignalprozes sorsystems realisiert.

Die einzelnen eingangsseitigen Bandpaßfilter 2 werden vor zugsweise aus kaskadierten, aktiven Tief- und Hochpaßfil tern 1. oder 2. Grades aufgebaut. Die Analog-Digital-Wand ler 3 der einzelnen Kanäle können beispielsweise als Flash-Wandler ausgebildet sein.

Fig. 2 zeigt exemplarisch das Blockschaltbild des Analog teils für einen Empfangskanal eines Millimeterwellen-Pha sed-Array-Empfangssystems. Das Blockschaltbild enthält die wesentlichen Daten der einzelnen Stufen (Frequenz, Ver stärkung bzw. Dämpfung, minimaler Pegel). An die Empfangs antenne 1 schließt sich die erste Stufe mit Mischer 11a, Überlagerungsoszillator 12a, Zwischenfrequenzverstärker 13a und analogem Bandpaßfilter 14a an. Der ersten Stufe folgt eine zweite Stufe mit Mischer 11b, Überlagerungsos zillator 12b, Zwischenfrequenzverstärker 13b und analogem Bandpaßfilter 14b. Daran anschließend folgt ein weiterer Zwischenfrequenzverstärker 13c, ein weiterer analoger Bandpaßfilter 2 und der Analog-Digital-Wandler 3. Es ist jedoch zu berücksichtigen, daß mit größerer Leistung emp fangene Signale einen solchen Empfänger übersteuern würden und deshalb zusätzlich eine nicht gezeigte Verstärkungsre gelung einzusetzen wäre. Die zu realisierende Verstärkung zwischen Empfangsantenne 1 und Analog-Digital-Wandler 3 beträgt ungefähr 87 dB, wenn ein minimaler Empfangspegel von -92 dBm und ein Pegel von -5 dBm am Analog-Digital-Wandler 3 zugrunde gelegt werden. Damit bei der großen Verstärkung keine Selbsterregung des Empfängers auftritt, sind zwei aufeinanderfolgende ZF-Ebenen ZF und ZF vorgese hen. Außerdem wird zur räumlichen Entkopplung der Verstär ker die Verstärkung einer Stufe auf ca. 30 dB begrenzt.

Die Zerlegung des Empfängers in mehrere Verarbeitungsebe nen hat bei einer monolithischen oder teilweise auch hy briden Integration den Vorteil, daß Chipgröße und Chip dicke sowie das Substratmaterial dem jeweils zu verarbei tenden Frequenzbereich angepaßt werden können. Bei verrin gerter Chipgröße und Komplexität der Schaltungsstruktur auf einem Chip vergrößert sich die Ausbeute bei der Chip herstellung. Außerdem ist die Verlustwärme besser abzu führen und die Überlagerungsoszillatorsignale sind einfa cher an die Mischer zu führen.

Während die ersten beiden Verarbeitungsebenen (mm-Wellen-Empfänger und 1. ZF-Stufen (MMIC A)) beim heutigen Stand der Technik vorzugsweise auf Gallium-Arsenid monolithisch integriert werden, kommen für die beiden letzten Ebenen (MMIC B und IC C) vorzugsweise eine monolithische Integra tion auf Silizium in Frage.

Das analoge Bandpaßfilter 2 vor dem A/D-Wandler 3, das so genannte Antialiasingfilter, hat die Aufgabe, durch Be grenzung der Bandbreite des analogen Signals auf maximal die halbe Abtastfrequenz eine Überlagerung im Nutzband in folge der Abtastung zu vermeiden. Im Idealfall weist das Antialiasingfilter 2 lineare Phase, geringen Ripple im Durchlaßbereich und einen schmalen Übergangsbereich auf. In der Regel kann auf lineare Phase verzichtet werden, wenn sichergestellt ist, daß die Phasengänge in den Ein zelkanälen gut übereinstimmen. Reine Laufzeitunterschiede von Kanal zu Kanal lassen sich in einfacher Weise durch Phasendrehung ausgleichen, unterschiedliche Phasengänge erfordern jedoch einen erheblichen Eich- und Korrekturauf wand. Im Durchlaßbereich braucht die Welligkeit keines falls gering sein. Durch das (in Fig. 2 nicht gezeigte) nachgeschaltete digitale Filter können vielmehr auch aus geprägte Amplitudenverzerrungen aufgrund der analogen Vor verarbeitung korrigiert werden. Wichtig ist allerdings auch hier, daß die Unterschiede von Kanal zu Kanal mög lichst gering sind. Während reine Verstärkungsunterschiede einfach ausgleichbar sind, ist die Korrektur von Amplitu dengängen aufwendig. Was die hier angestrebte Sperrdämp fung angeht, so existieren zwei Forderungen:

- Erstens soll durch die in das Nutzband (f_ZF±^B) hereingefalteten Rauschanteile das S/N-Verhältnis möglichst wenig verschlechtert werden (B: Nutz-Band breite).
- Zweitens müssen Störsignale im Frequenzband (f_S1-f_ZF±^B) - dieses Band wird durch die Abtastung mit f_S1 in das Nutzband gefaltet - wirksam unter drückt werden.

Der prinzipielle Ablauf der empfangsseitigen Signalverar beitung gemäß der Erfindung für ein Puls-Radar oder bei der Nachrichtenübertragung ist in Fig. 1 dargestellt. Aus gehend von dem analogen Antialiasingfilter 2 zur Unter drückung der Spektralanteile oberhalb der halben ersten Abtastfrequenz f_S1/2 erfolgt nach Über-Abtastung und Ana log-Digital-Wandlung eine komplexe Abmischung aus der ZF-Lage ins Basisband. In Fig. 3 sind die entsprechenden Verfahrensschritte mit den dazu gehörenden Frequenzspek tren anhand eines Beispiels mit einer Zwischenfrequenzlage f_ZF=f_m=50 MHz gezeigt. Die komplexe Signaldarstellung erweist sich als notwendig, da infolge Dopplerverschiebung die Signalspektren nicht mehr bezüglich der Zwischenfre quenz symmetrisch sind. Hinzu kommt, daß durch komplexe Abmischung die letztlich interessierende Einhüllende unab hängig von der (unbekannten) Phasenlage des Ein gangssignals wird, d. h. eine Synchronisation auf den Trä ger vermieden werden kann. Weiterhin ist bei der nachfol genden Richtstrahlbildung eine einstellbare, über der Fre quenz konstante Phasendrehung erforderlich, die sich in einfacher Weise nur für das analytische Signal realisieren läßt.

An die Abmischung schließt sich eine Begrenzung auf die Nutzbandbreite an, verbunden mit einer entsprechenden Re duktion der Abtastrate. Vorteilhaft kann nach der Unterab tastung (Abtastfrequenz f_S2) zur weiteren Reduktion der Taktrate eine Einseitenband-Unterdrückung durchgeführt werden. Die benötigten Signalverarbeitungsschritte und die damit verbundenen Frequenzspektren zeigt Fig. 4.

In Fig. 5 ist ein Ausschnitt einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phased-Array-Emp fangssystems mit einem Empfangskanal (ohne analogen HF/ZF-Empfangsteil) gezeigt.

Das analoge und bandbegrenzte Zwischenfrequenzsignal ZF wird durch den Analog-Digital-Wandler 3 mit einer ersten Abtastfrequenz f_S1 von beispielhaft 400 MHz digitalisiert.

Das digitalisierte Signal kann zur Kompensation der Laufzeitunterschiede in den einzelnen Kanälen durch ein nachgeschaltetes Zeitverzögerungsglied 30 um ein oder meh rere Abtastintervalle T verzögert werden. Die Zeitverzögerungsglieder 30 der einzelnen Kanäle werden über einen (nicht gezeigten) steuerbaren Multiplexer ange steuert. Anschließend durchläuft das digitalisierte und gegebenenfalls zeitverzögerte Signal den digitalen Quadra turdemodulator 41, 42 und die digitalen Filter 51, 52. Die nachfolgende Unterabtastung 61, 62 erfolgt beispielhaft im Verhältnis V₂=8 : 1 mit einer zweiten Abtastfrequenz f_F2 von 50 MHz.

Daran schließt sich ein digitales Einseitenbandfilter 53 sowie eine weitere Unterabtastung an, die beispielhaft im Verhältnis V₃=2 : 1 mit einer dritten Abtastfrequenz f_S3 von 25 MHz erfolgt. Über eine Multiplex-Vorrichtung E, F1-F3, G werden jeweils die Ausgangssignale mehrerer Kanäle (hier beispielhaft von vier Kanälen) über einen einzigen Lichtwellenleiter LWL übertragen und der Vorrich tung zur Richtstrahlbildung mit den Multiplizierern 7 ₁₁, . . . 7 _n1, . . . und Addierern 8 ₁, . . . zugeleitet, an die sich die digitale Auswertung 9 anschließt.

Vorteilhafterweise werden die einzelnen digitalen Filter 51-53 multiplizierfrei nur mit Verzögerungsgliedern, Ad dierern und Subtrahierern aufgebaut, und zwar vorzugsweise als FIR-Filter. Weiterhin kann den einzelnen digitalen Filtern 51-53 jeweils ein weiteres digitales Filter mit variabler Bandbreite nachgeschaltet werden. In die einzel nen digitalen Filter 51-53 können dabei die jeweils vor angeschalteten Mischer 41, 42 der einzelnen Quadratur demodulatoren und/oder die ihnen jeweils direkt nachge schalteten Schalter 61, 62 bzw. 63 für die Unterabtastung monolithisch integriert werden, wie dies in Fig. 5 durch die Blöcke D und D' angedeutet ist. Ferner können die ein gangsseitigen Bandpaßfilter (2 in Fig. 1) zusammen mit den ihnen nachgeschalteten Analog-Digital-Umsetzern 3 und ge gebenenfalls mit den Zeitverzögerungsgliedern 30 monoli thisch integriert werden. Die Integration erfolgt dabei vorzugsweise auf Siliziumbasis unter Anwendung der Gate-Array-Technik in ECL-Technik.

Alternativ besteht die Möglichkeit, zwischen den Analog- Digital-Wandlern 3 der einzelnen Kanäle und den zuge hörigen digitalen Quadraturdemodulatoren für die Signal übertragung Lichtwellenleiter zur Signalübertragung vorzu sehen.

Die gemäß Fig. 5 vorgesehene Einseitenband-Unterdrückung kann entweder durch einen unsymmetrischen (komplexen) Tiefpaß (s. Fig. 4), oder durch eine Quadraturdemodulation mit anschließendem symmetrischen (reellen) Tiefpaßfilter erfolgen. Nach dieser Unterdrückung kann nun gemäß Fig. 5 eine weitere Unterabtastung 63 um den Faktor 2 durchge führt werden. Es ist dabei zu beachten, daß vor der Detek tion eine Regeneration des ursprünglichen Signals nötig wird. Die Einseitenband-Unterdrückung führt also nur wäh rend der Richtstrahlbildung (Beamforming) zu einer Reduk tion der Taktrate und somit des Aufwandes. Nach der Un terabtastung kann zum Ausgleich der kanalspezifischen Am plituden- und Phasenverzerrungen, die durch die analoge Vorverarbeitung entstehen, eine (nicht gezeigte) weitere digitale Filterung erfolgen. Die Koeffizienten müssen al lerdings variabel sein. In der Regel genügt es jedoch, eine Amplituden- und Phasenkorrektur durchzuführen. Die Korrektur zu Eichzwecken kann bei der Richtstrahlbildung ohne zusätzlichen Aufwand mit einbezogen werden.

Der Richtstrahlbildung liegt folgende Überlegung zugrunde: Die in einer ebenen Wellenfront einfallenden Signale haben (bei schrägem Einfall) zu den einzelnen Antennenelementen unterschiedlich lange Wege zurückzulegen. Will man die Si gnale kohärent addieren, um den maximal erreichbaren Si gnal/Rausch-Gewinn ("S/N-Gewinn") zu erzielen, so muß man die Laufzeitunterschiede vor der Addition ausgleichen. Bei einer im Vergleich zur Trägerfrequenz geringen Nutzband breite ("schmalbandiges Array") lassen sich diese Zeitver schiebungen durch Phasenkorrekturen ausgleichen. Die Pha senkorrektur erfolgt durch komplexe Multiplikation mit ei nem komplexen Zeiger, der den Betrag 1 und die ge wünschte Phase aufweist. Bei vergleichsweise hohen Nutz bandbreiten ("breitbandiges Array") muß man die Phasenkor rektur ersetzen durch zeitliche Verzögerungen der Einzel kanalsignale. Diese Verzögerungen müssen für jeden Richt strahl unterschiedlich eingestellt werden. Eine Kombina tion von Zeit- und Phasenverschiebung ist allerdings auch möglich (siehe Fig. 5). Verzögerungen um 0, 1, 2 Abtastin tervalle bei der hohen Eingangsabtastrate erlauben - so fern dies gewünscht wird - eine grobe Zeitkorrektur, was z. B. bei großem Einfallswinkel und hoher Nutzbandbreite von Interesse ist und dennoch einen Multibeambetrieb in nerhalb eines eingeschränkten Raumsegmentes nach wie vor erlaubt.

Im folgenden soll noch kurz angerissen werden, welche Ele mente der Einzelkanalverarbeitung im unmittelbaren Anten nenbereich angebracht werden können und welche Verarbei tungsmodule sinnvollerweise räumlich davon getrennt unter gebracht werden. Wegen der geringen Abstände der Antennen elemente ergibt sich die Notwendigkeit, in diesem Umfeld zu besonders kompakten Aufbauformen zu gelangen, was mono lithische Integration, weitgehende Beschränkungen bei den Leitungszu- und -abführungen und spezielle Maßnahmen zur Wärmeableitung erfordert. Prinzipiell bieten sich zwei Schnittstellen an:

- Unmittelbar nach der Digitalisierung, d. h. die komplette digitale Verarbeitung kann ohne die strikten räumlichen Randbedingungen vorgenommen werden. Anwenderspezifische Gesichtspunkte können bei der Filterung stärker berücksichtigt werden. Allerdings ist wegen der geforderten hohen Rechen leistung für die Filterung auch hierbei eine mono lithische Integration nicht zu umgehen.
- Unmittelbar nach der Unterabtastung, d. h. die er forderliche Datenübertragungsrate kann meist nied riger gehalten werden.

Die Übertragung der digitalen Daten kann, wie bereits aus geführt, in Lichtwellenleitern erfolgen, wobei entweder pro Kanal eine Lichtleitfaser eingesetzt und die Fasern zu gebündelten Kabeln zusammengefaßt werden, oder über Multi plexer mehrere Kanäle gemeinsam angeschlossen sind (siehe Fig. 5).

Das Nutzband (max. zulässige Bandbreite = B) liegt bei ei ner Mittenfrequenz von f_ZF. Zuerst wird es durch eine kom plexe Abmischung (Quadratur-Demodulation) in Basislage ge bracht. Das Nutzband liegt jetzt also innerhalb des Be reichs von -B/2 bis B/2. Zur Darstellung dieses Frequenz bandes kann man die Abtastfrequenz ohne Informationsver lust von f_S1 auf f_S2≧B erniedrigen. Zur Vermeidung von Überlappungsfehlern muß aber vor der Unterabtastung um den Faktor V₂ eine Tiefpaßfilterung erfolgen. Dieses Filter soll insbesondere im Frequenzbereich von f_S1-f_ZF-B/2-f_ZF bis f_S1-f_ZF+B/2-f_ZF eine hohe Sperrdämpfung auf weisen, damit der Spiegelanteil (vor Demodulation bei f_S1-f_ZF-B/2 bis f_S1-f_ZF+B/2) bei der Unterabta stung nicht dem Nutzsignal überlagert wird. Die Sperrdämp fung im übrigen Bereich ist weit weniger kritisch, wenn man nur den resultierenden S/N-Gewinn durch Verringerung des Eingangsrauschens im Auge hat. Es gibt allerdings wei tere Gesichtspunkte, die auch in anderen Teilen des Sperr bereichs eine hohe Dämpfung wünschenswert erscheinen las sen. So entstehen z. B. durch die grobe Quantisierung des Eingangssignals Oberwellen, die sich infolge Abtastung über den gesamten Frequenzbereich verteilen. Daneben kön nen auch Störsignale bzw. Clutter in der Nachbarschaft des Nutzbandes auftreten und eine hohe Dämpfung über den ge samten Sperrbereich erfordern.

Die Quadraturdemodulation mit anschließender Tiefpaßfilte rung und Unterabtastung läßt sich am günstigsten mittels eines FIR-Filters durchführen. Dessen Ausgangswerte w(k) ergeben sich durch gewichtete Summation der Eingangswerte u(k):

w(k) = a1.u(k) + a2.u(k-1) + a3.u(k-2) + . . . + aN.u(k-N+1) (4)

Falls eine Unterabtastung nach FIR-Tiefpaßfilterung vorge nommen werden soll, brauchen die nicht benötigten Zwi schenwerte nicht berechnet zu werden.

Bei den benötigten hohen Taktraten besteht die Möglich keit, die Filterkoeffizienten variabel zu halten, nicht mehr. Vielmehr ist es vorteilhaft, die echten Multiplika tionen durch hardwaremäßige Shifts und Additionen zu er setzen. Die Bestimmung und Minimierung der benötigten Shifts und Additionen läßt sich durch eine spezielle Ko dierung der Filterkoeffizienten (CSD-Code) erreichen.

Für eine vielseitige Verwendbarkeit eines digitalen Phased Array-Frontends kann es aber von Interesse sein, die Nutz bandbreite nicht a priori auf einen Maximalwert festzu schreiben, sondern den speziellen Bedürfnissen des Anwen ders anzupassen. Wenn z. B. eine zeitliche Integration bei allen Richtstrahlen vorgenommen werden soll, ist es zur Minimierung des Verarbeitungs- und Übertragungsaufwandes sinnvoll, dies bereits in den Einzelkanälen vorzunehmen. Aus diesem Grund soll neben dem festen breitbandigen Tief paß, der im vorangegangenen Abschnitt vorgestellt wurde, hier ein Tiefpaß (Integrator) variabler Bandbreite als Al ternative bzw. Ergänzung präsentiert werden. Da es sich um ein flexibles Filter handelt, das auf optimale Struktur und feinquantisierte gespeicherte Koeffizienten zugunsten einer möglichst einfachen Realisierung verzichtet, kann nicht dieselbe hohe Selektivität bzw. günstige Übertra gungscharakteristik erwartet werden wie beim vorangegange nen Filter.

Die Impulsantwort des einfachsten nichtrekursiven Tief paßfilters ist konstant 1. Die Breite des Durchlaßberei ches läßt sich einfach durch Variation der Länge der Im pulsantwort ändern.

Aufgrund der vorangegangenen Ausführungen sei beispiels weise für ein Millimeterwellen-Puls-Radar die Nutzband breite beispielhaft auf 40 MHz festgelegt. Das erlaubt ei nerseits, bei Trägerfrequenzen um 35 GHz und darüber ein schmalbandiges Array zu realisieren, andererseits ist da mit den Anwenderwünschen nach möglichst hoher Nutzband breite Rechnung getragen.

Die Wahl der Zwischenfrequenz, des Antialiasingfilters und der Abtastrate sind eng miteinander verkoppelt. Prin zipiell läßt sich sagen, daß ein möglichst hohes Verhält nis von Abtastrate zu Signalbandbreite aus mehreren Grün den angestrebt wird:

- Erstens, um die Beiträge von Störsignalen oder Grundrauschen, die bei der Abtastung ins Nutzband hereingefaltet werden, gering zu halten.
- Zweitens, um die durch grobe Quantisierung entste henden Oberwellen auf ein möglichst breites Fre quenzband zu verteilen, und somit den Anteil im Nutzband gering zu halten.
- Drittens, um an das Antialiasingfilter keine über mäßigen Forderungen bezüglich der Selektivität stellen zu müssen. Hohe Flankensteilheit, d. h. ho her Filtergrad birgt nämlich die Gefahr hoher Gleichlaufschwankungen.

Durch ein dem analogen Antialiasingfilter nachgeschaltetes digitales Filter kann nämlich die Selektivität erheblich erhöht werden, ohne daß Gleichlaufschwankungen resultie ren. Der Preis für höhere Abtastraten liegt in höherem schaltungstechnischen Aufwand, insbesondere aber in der benötigten höheren Verarbeitungsleistung des nachfolgenden digitalen Filters.

Damit die Quadratur-Demodulation mit endlich vielen ver schiedenen Modulationskoeffizienten durchgeführt werden kann, müssen folgende Bedingungen erfüllt sein:

mit f_ZF: Mittenfrequenz nach der Analog-Digital-Wandlung, f_S1: erste Abtastfrequenz am Eingang und n: rationale Zahl größer oder gleich 2. Setzt man

f_ZF = ± (f_m - if_S1) (6)

mit f_m: Mittenfrequenz vor der Analog-Digital-Wandlung und i: ganze Zahl größer oder gleich Null, so erhält man die weiter ober bereits angegebene Gleichung (1):

Zur einfachen Durchführung der Unterabtastung nach digita ler Filterung ist das Verhältnis V₂ = fs1/fs2 gemäß Glei chung (2) vorzugsweise als ganze Zahl zu wählen. Damit die Demodulation mit in die Filterkoeffizienten eingerechnet werden kann, ohne daß diese dadurch zeitvariabel werden, muß das Verhältnis V₂ zusätzlich ein ganzzahliges Vielfa ches von n sein. Wählt man z. B. bei einer ersten Abtast frequenz f_S1 von 400 MHz die zweite Zwischenfrequenz ZF zu 50 MHz, so läßt sich die Quadratur-Demodulation durch Mul tiplikation mit e^-jkπ/4 durchführen. Dies beinhaltet nur noch Multiplikationen mit +j, -j, +1, -1, c(1+j), c(1-j), c(-1+j), c(-1-j), mit der Konstanten c=1/√2. Diese Mul tiplikationen lassen sich in einfacher Weise ausführen bzw. in die Filterkoeffizienten mit einbeziehen.

Das digitale Tiefpaßfilter (hier mit einer Eckfrequenz von 20 MHz) hat eine reelle Impulsantwort, d. h. der Frequenz gang ist symmetrisch bezüglich der Frequenz Null. Die mit 400 MHz in das Filter hineinlaufenden komplexen Werte wer den nach Bandbegrenzung durch Unterabtastung im Verhältnis 8 : 1 auf eine der Nutzbandbreite von 40 MHz angemessene Abtastrate von 50 MHz reduziert.

Die erforderliche Auflösung für den A/D-Wandler ist inso fern ein zentraler Punkt für das Gesamtsystem, als der Aufwand für die nachfolgende Verarbeitung mit der Ein gangswortbreite anwächst. Eine Minimierung an dieser ent scheidenden Stelle hat somit zum Ziel, den Gesamtaufwand beträchtlich zu verringern. Es geht somit primär um die Frage, ob nicht 1 bis 3 Bit genügen.

Zu untersuchen ist der Einfluß der Quantisierung auf ein schwaches Signal, dem starkes weißes Gauß-Rauschen überla gert ist. Das Signal/Rausch-Verhältnis S/N liegt hierbei typischerweise unter -15 dB. Es interessiert, wie sich das Signal und das Rauschen einerseits unmittelbar nach der Quantisierung, andererseits nach der Summenbildung dar stellen. Um die Einflüsse der A/D-Wandlung und der weite ren Einzelkanalverarbeitung voneinander zu trennen, wurde in Fig. 6 das Blockschaltbild gemäß Fig. 1 vereinfacht auf die Quantisierung und die Richtstrahlbildung mit reellen Signalen. Bei dieser vereinfachten Betrachtung wird insbe sondere angenommen, die Signale seien in Phase.

Die übliche Beschreibung von Quantisierungsfehlern durch additives gleichverteiltes weißes Rauschen läßt sich hier nicht anwenden, da die betrachteten Wortlängen zu gering sind. Statt dessen wird die nichtlineare Abbildung an ei ner geeignet gewählten Quantisierungskennlinie untersucht. Bei einer 1-Bit-Quantisierung liegt die Entscheidungs schwelle bei der Amplitude x=0. Bedingt durch die Zweierkomplementdarstellung sind nur die beiden Repräsen tanten -1 und 0 möglich, wodurch ein Offset von -0,5 ent steht. Ab einer Quantisierung mit 2 Bit und wenigstens drei Intervallen wird die Aussteuerung des Eingangsrausch signals sinnvollerweise durch Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers bestimmt ("Optimalquantisierer") (vgl. auch Fig. 7). Damit liegen die Quantisierungskennli nien fest.

Durch einen stochastischen Ansatz gelingt es nun, den Si gnalmittelwert y nach der Summation als Funktion des Ein gangssignals s des Quantisierers zu berechnen. Für den Op timalquantisierer ergibt die theoretische Analyse folgende nichtlineare Beziehung zwischen s und y:

1 Bit-Quantisierung, d. h. 2 Quantisierungszustände:

y = 0,637 (s - 0,167.s³ + 2,5.10^-2.s⁵ - . . .) (7)

2 Bit-Quantisierung mit 3 Quantisierungszuständen:

y = 0,810 (s - 0,104.s³ + 7,44.10^-3.s⁵ - . . .) (8)

4 Quantisierungszuständen:

y = 0,881 (s - 0,076.s³ + 2,27.10^-3.s⁵ - . . .) (9)

3 Bit-Quantisierung mit 5 Quantisierungszuständen:

y = 0,918 (s - 0,059.s³ - 1,00.10^-4.s⁵ + . . .) (10)

Quantisierungszuständen:

y = 0,963 (s - 0,034.s³ - 2,33.10^-3.s⁵ + . . .) (11)

Die Anzahl der Quantisierungszustände, auch Repräsentanten genannt, ist identisch der Anzahl der Quantisierungsinter valle. Aus den aufgeführten Ergebnissen wird deutlich, daß das Summensignal in erster und zweiter Näherung dem wahren Signalwert s entspricht. Je kleiner das S/N-Verhältnis, desto geringer werden auch die Signalverzerrungen. Bei ei nem S/N-Verhältnis von -15 dB führt beispielsweise der nichtlineare Anteil bei 3 Quantisierungszuständen zu einem relativen Fehler von etwa einem Promille. Für die Berech nung des S/N-Verhältnisses wurde die Rauschleistung für den Frequenzbereich 0 Hz ≦ f ≦ 400 MHz ermittelt.

Um weiterhin das Signal/Störverhältnis am Ausgang genau zu erfassen, sind Signal- und Rauschleistung nach der Quanti sierung zu ermitteln. Genaue Berechnungen zeigen, daß die Rauschleistung vom Signalpegel abhängt, und daß infolge einfacher Quantisierung ein S/N-Verlust in Kauf genommen werden muß. Für das obige Beispiel mit drei Quantisie rungsintervallen liegt der Verlust zwischen -0,78 dB (bei -15 dB S/N) und -0,92 dB bei verschwindend kleinem Signal. Zum Vergleich wurden die Werte von -1,62 dB bzw. -1,96 dB bei 1-Bit-Quantisierung errechnet. Eine Übersicht über die S/N-Verluste, hervorgerufen durch die Quantisierung, ist Fig. 8 für 2 bis 16 Quantisierungs zustände zu entnehmen. Diese Verluste sind zu verrechnen mit den Gewinnen durch kohärente Addition. Demnach erfor dert der Übergang von drei auf zwei Quantisierungsinter valle eine Erhöhung der Antennenelemente um 25%, wenn dasselbe S/N-Verhältnis beibehalten werden soll.

Die obigen Resultate wurden anhand eines Simulationspro grammes am Rechner überprüft und graphisch dargestellt: Ausgehend von einer Sinusfolge s₁(kT) (Fig. 9 unten) und einer weißen normalverteilten Zufallsfolge n₁(kT) (Fig. 9 oben) wurden die beiden Signale entsprechend einem S/N-Verhältnis von -15 dB überlagert und so ausgesteuert (x₁(kT), Fig. 10 unten), wie es für einen linearen Optimalquantisierer mit drei Quantisierungszuständen er forderlich ist. Im oberen Teil von Fig. 10 ist das zugehö rige quantisierte Signal f₁(x₁(kT)) dargestellt, wobei nur die Werte -0,5, 0, +0,5 angenommen werden. Nach der Addi tion der quantisierten Ergebnisse von 200 Einzelkanälen und nach einer Reskalierung ergibt sich der in Fig. 11 oben gezeichnete Funktionsverlauf y_Q(k) für den Richt strahl. Zum Vergleich ist in Fig. 11 unten der Funktions verlauf y(t) für extrem feine Quantisierung dargestellt. Zu berücksichtigen ist, daß durch die Quantisierung sowohl die Signalleistung als auch die Rauschleistung abnimmt, wobei aber die Signalleistung entsprechend dem S/N-Verlust etwas stärker zurückgeht.

Der theoretisch bestimmte Proportionalitätsfaktor sowie die Signal- und Rauschleistungen nach der Quantisierung wurden abschließend durch Simulation überprüft. Es zeigte sich sehr gute Übereinstimmung mit den im vorigen Ab schnitt angegebenen theoretischen Werten.

Aus den bisherigen Resultaten wird deutlich, daß eine Quantisierung mit 2 Bit und 3 Intervallen den Anforderun gen vollauf genügt. Insbesondere bleiben die zu erwarten den Verzerrungen der Signale klein, solange das S/N-Ver hältnis unterhalb -5 bis -10 dB liegt. Verwendet man statt der drei Quantisierungsintervalle nur zwei, d. h. einen 1-Bit-Wandler, so muß man etwas höhere Verzerrungen, einen Gleichanteil und einen S/N-Verlust von 1 dB in Kauf neh men. Hinzu kommt, daß jeder Offset im Eingangssignal den mittleren Ausgangssignalpegel erheblich verschieben kann. Der Vorteil, daß die Aussteuerung des Quantisierers keine Rolle mehr spielt, wird bei weitem aufgewogen durch den Nachteil, daß bei 1-Bit-Quantisierung keine Amplituden- sondern nur noch eine Vorzeicheninformation vorliegt. Da mit wird eine digitale Eichung oder eine Korrektur unter schiedlicher Verstärkungsfaktoren aus der analogen Vorver arbeitung unmöglich. Aus den angeführten Gründen wird ei ner Quantisierung mit drei bis acht Quantisierungszustän den der Vorrang eingeräumt. Damit lassen sich die S/N-Ver luste auf den Bereich von 0,2 dB, . . . 1 dB einschränken und die Hardwareaufwendungen für eine digitale Weiterverarbei tung gering halten. Eine Entscheidung, welche Auflösung letztlich gewählt wird, hängt allerdings auch von den Anforderungen an Linearität und die Dynamik ab. Im allge meinen stehen jedoch Systeme im Vordergrund, die nicht ex trem hohe Anforderungen an die Signaldynamik stellen.

Claims

1. Verfahren zur Digitalisierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems, welche Empfangssignale sich in Träger- oder Zwischenfre quenzlage f_m befinden und jeweils von einer Einzelantenne oder einem Subarray des Phased-Array-Empfangssystems stam men, bei welchem Verfahren die Empfangssignale der Einzel antennen oder Subarrays in den einzelnen Empfangskanälen jeweils einer analogen Bandbegrenzung, einer nachfolgenden Analog-Digital-Wandlung, einer anschließenden digitalen Quadraturdemodulation unterworfen werden und die demodu lierten Signale entsprechend den gewünschten Raumrichtun gen einer digitalen Phasenverschiebung, einer Gewichtung und einer kohärenten Addition unterworfen werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Analog-Digital-Wandlung in den einzelnen Kanälen jeweils mit einer Überabtastung mit ei ner ersten Abtastfrequenz f_S1 und 3 bis 8 Quantisie rungszuständen durchgeführt wird und daß die demodulierten Signale in den beiden Quadraturzweigen in den einzelnen Kanälen anschließend einer digitalen Bandbegrenzung mit einer Unterabtastung mit einer zweiten Abtastfrequenz f_S2 unterworfen werden.

2. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß die erste Abtastfrequenz f_S1 größer oder gleich dem 8-fachen der Nutzbandbreite B ge wählt wird.

3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₁ von erster Abtastfrequenz f_S1 zur Träger- oder Zwischenfrequenz f_m einen Wert
mit der ganzen Zahl i≧0 und der rationalen Zahl n≧2 annimmt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n ganzzahlig ist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n eine Zweierpotenz größer 2¹ oder ein Vielfaches von 4 darstellt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n zu 4 oder 8 gewählt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₂ von der ersten Ab tastfrequenz f_S1 zur zweiten Abtastfrequenz f_S2 ganzzahlig ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₂ von erster Abtastfrequenz f_S1 zur zwei ten Abtastfrequenz f_S2 gleich oder ein ganzzahliges Viel faches der rationalen Zahl n ist.

9. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß mit der digitalen Bandbegrenzung nach Quadraturdemodulation die unerwünschte(n) Spiegelfre quenz(en) bzw. Oberwelle(n) infolge der Quantisierung un terdrückt sowie durch die analoge Bandbegrenzung verur sachte Frequenzgangsverzerrungen korrigiert und/oder das Empfangssignal auf seine Nutzbandbreite begrenzt werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eines der beiden Seitenbänder des digitalisierten Si gnals mittels digitaler Einseitenbandfilterung unterdrückt wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß nach der digitalen Einseitenbandfilterung das gefil terte Einseitenbandsignal einer weiteren Unterabtastung mit einer dritten Abtastfrequenz f_S3 unterworfen wird und daß das Verhältnis V₃ von zweiten Abtastfrequenz f_S2 zur dritten Abtastfrequenz f_S3 zu 2 gewählt wird.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei der(den) digitalen Filte rung(en) jeweils nur die von der jeweiligen sich direkt anschließenden Unterabtastung erfaßten Filterausgangswerte berechnet werden.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nach der (den beiden) Unterab tastung(en) eine zusätzliche digitale Filterung zum Aus gleich von kanalspezifischen Amplituden- und/oder Phasen verzerrungen aufgrund der analogen Vorverarbeitung vor der Analog-Digital-Wandlung durchgeführt wird.

14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei der digitalen Phasenver schiebung und Gewichtung der demodulierten Signale jeweils zusätzliche Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen zur Er zielung eines Gleichlaufs der einzelnen Empfangskanäle mit einbezogen werden.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Phasenverschiebung und die Gewichtung räumlich und/oder zeitlich adaptiv einge stellt werden.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß bei gleichzeitiger Überwachung mehre rer Raumrichtungen die digitale Phasenverschiebung, die Gewichtung und die kohärente Addition mittels des Fast- Fourier-Transformationsverfahrens einschließlich einer Fensterung der Eingangsdaten oder auf der Basis von nicht linearen spektralen Schätzverfahren ("Superauflösung") durchgeführt werden.

17. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß bei gespreizten Empfangssignalen eine digitale Pulskompression vorgenommen wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulskompression unmittelbar nach der Analog-Digi tal-Wandlung oder nach der Unterabtastung vorgenommen wird.

19. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, da durch gekennzeichnet, daß zur Kompensation von Laufzeitun terschieden zwischen den Empfangssignalen der einzelnen Einzelantennen oder Subarrays die digitalisierten Signale zusätzlich um ein oder mehrere Abtastintervalle verzögert werden.

20. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal aus mehreren Abmischungen und Verstärkungen hervorgeht.

21. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Einsatz in einem Phased-Array-Empfangs system für Mikrowellen, insbesondere Millimeter wellen.

22. Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

- daß zur eingangsseitigen analogen Bandbegrenzung der Empfangssignale der einzelnen Einzelantennen (10) oder Subarrays jeweils ein Bandpaßfilter (2) vorgesehen ist;
- daß die einzelnen Bandpaßfilter (2) ausgangsseitig jeweils über einen Analog-Digital-Wandler (3) mit einem digitalen Quadraturdemodulator (41, 42) ver bunden sind;
- daß der Realzweig (R) und der Imaginärzweig (I) der einzelnen Quadraturdemodulatoren (41, 42) je weils über ein digitales Filter (51, 52) und einen Schalter (61, 62) für die Unterabtastung mit einer für alle Kanäle (1-n) gemeinsamen Vorrichtung (7, 8) zum Ausführen der digitalen Pha senverschiebung und Gewichtung und kohärenten Addition verbunden sind.

23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (7, 8) Multiplikatoren (7 ₁₁, . . ., 7 _n2, . . .) zur digitalen Phasenverschiebung und Gewichtung und Addie rer (8 ₁, 8 ₂, . . .) zur kohärenten Addition enthält.

24. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (7, 8) ein Fast-Fourier-Transformati ons-Prozessor oder ein auf der Basis eines nichtlinearen spektralen Schätzverfahrens arbeitender Signalprozessor oder Multisignalprozessorsystem ist.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, da durch gekennzeichnet, daß die einzelnen digitalen Filter (51, 52, 53) multipliziererfrei nur mit Verzögerungsglie dern, Addierern und Subtrahierern aufgebaut sind.

26. Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Digitalfilter (51, 52, 53) als FIR-Fil ter realisiert sind.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 26, da durch gekennzeichnet, daß in die einzelnen Digitalfilter (51, 52, 53) die ihnen jeweils vorangeschalteten Mischer (41, 42) der einzelnen Quadraturdemodulatoren und/oder die ihnen jeweils nachgeschalteten Schalter (61, 62, 63) für die Unterabtastung integriert sind.

28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 25 bis 27, da durch gekennzeichnet, daß den einzelnen digitalen Filtern (51, 52, 53) jeweils ein weiteres digitales Filter mit va riabler Bandbreite nachgeschaltet ist.

29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 28, da durch gekennzeichnet, daß Lichtwellenleiteranordnungen zur optischen Übertragung der digitalisierten Signale vorgese hen sind.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtwellenleiteranordnungen in den einzelnen Kanälen (1-n) jeweils den Analog-Digital-Wandler (3) und den digitalen Quadratordemodulator (41, 42) und/oder die Schalter (61, 62, 63) zur Unterabtastung und die Vorrich tung (7, 8) zum Ausführen der digitalen Phasenverschie bung, Gewichtung und kohärenten Addition miteinander ver binden.

31. Vorrichtung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die optische Übertragung der digitalisierten Signale mehrerer oder aller Kanäle (1-n) im Multiplex (E, G) über eine einzige Lichtwellenleiteranordnung (F1-F3) er folgt.

32. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 31, da durch gekennzeichnet, daß die eingangsseitigen Bandpaßfil ter (2) aus kaskadierten, aktiven Tief- und Hochpaßfiltern 1. oder 2. Grades aufgebaut sind.

33. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 32, da durch gekennzeichnet, daß vor oder in den eingangsseitigen Bandpaßfiltern (2) jeweils eine Verstärkungssteuerung und/oder Phasenregelung mit extern aufschaltbarer Füh rungsgröße enthalten ist.

34. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 33, da durch gekennzeichnet, daß bei Empfangssignalen mit bezüg lich Träger- oder Zwischenfrequenz f_m symmetrischem Fre quenzspektrum nach den einzelnen Schaltern (61, 62) für die Unterabtastung jeweils ein drittes digitales Filter (53) zur Ausblendung der bezüglich der Träger- oder Zwischenfrequenz f_m oberhalb oder unterhalb liegenden spektralen Anteile des Signals vorgesehen ist.

35. Vorrichtung nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß dem dritten digitalen Filter (53) jeweils ein weiterer Schalter (63) zur Unterabtastung nachgeschaltet ist.

36. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 35, da durch gekennzeichnet, daß die einzelnen Analog-Digital-Wandler (3) jeweils Flash-Wandler sind.

37. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 36, da durch gekennzeichnet, daß zur Kompensation der Laufzeitun terschiede den einzelnen Analog-Digital-Wandlern (3) aus gangsseitig jeweils ein über einen steuerbaren Multiplexer ansteuerbares digitales Zeitverzögerungsglied (30) nachge schaltet ist.

38. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 37, da durch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Vorrichtung zur Eichung der einzelnen Empfangskanäle (1-n) vorgesehen ist und daß diese Vorrichtung die Verstärkung und/oder die Phase in den einzelnen Empfangskanälen (1-n) anpaßt.

39. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 38, da durch gekennzeichnet, daß die einzelnen Quadraturdemodula toren (41, 42) zusammen mit den ihnen jeweils nachgeschal teten digitalen Filtern (51, 52) und Schaltern (61, 62) für die Unterabtastung und/oder die einzelnen dritten digitalen Filter (53) zusammen mit der ihnen jeweils nachgeschalteten weiteren Schaltern (63) zur Unterabta stung und/oder die einzelnen eingangsseitigen Bandpaßfil ter (2) zusammen mit den ihnen nachgeschalteten Analog-Di gital-Wandlern (3) auf Siliziumbasis unter Anwendung der Gate-Array-Technik in ECL-Technik monolithisch integriert sind.

40. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 39, da durch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal aus mehreren Abmischungen und Verstärkungen hervorgeht.

41. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 22 bis 40, ge kennzeichnet durch den Einsatz in einem Phased-Array-Emp fangssystem für Mikrowellen, insbesondere Millimeterwel len.