DE2926565A1

DE2926565A1 - Radarempfaenger

Info

Publication number: DE2926565A1
Application number: DE19792926565
Authority: DE
Inventors: Jun William Charles Brown; Edward Joseph Sheldon; Thomas Daniel Shovlin; Ronald Anthony Wagner
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1978-06-30
Filing date: 1979-06-30
Publication date: 1980-02-28
Also published as: IT7949595A0; CA1122685A; GB2024547B; IT1120467B; FR2430019A1; DE2926565C2; GB2024547A; JPS559196A; US4208632A; FR2430019B1

Description

München, den 30. Juni 1979 Anwaltsaktenz.: 27 - Pat. 250

Raytheon Company, lAl Spring Street, Lexington, Massachusetts 02173t Vereinigte Staaten von Amerika

Radarempfänger

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Impuls-Dopplersysteme und im einzelnen auf einen Empfänger, welcher in Verbindung mit einer eine rasche Fouriertransformation vorsehenden Signalverarbeitungsschaltung ( FFT ) verwendet werden soll, ohne daß eine automatische Verstärkungsgradregelung vorgesehen ist.

Es ist bekannt, daß herkömmliche Impuls-Dopplerradarempfanger, insbesondere solche, welche in Raketensuchköpfen verwendet werden, automatische Verstärkungsgradregelschleifen ( AGC ) zur Regelung des Verstärkungsgrades des Empfängers enthalten, um auf Eingangssignale in einem weiten dynamischen Bereich ansprechen zu können, welchervon elektronischen Abwehrmaßnahmen ( EC M), Rauschecho und der Existenz einer Mehrzahl von Zielobjekten herrühren kann. In derartigen Empfängern werden die Eingangssignale der Reihe nach durch eine Gruppe von Grobfiltern, welche auf die Zielobjekt-bedingte Dopplerfrequenz zentriert sind, einen Zwischenfrequenzverstärkerkanal ( IF ) mit einer sogenannten rasch

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arbeitenden automatischen Verstärkungsgradregelschlexfe ( AGC ) und einen Analog-/Digitalumsetzer mit begrenztem dynamischem Bereich geleitet. Ist die Ausschließfrequenz der automatischen Verstärkungsgradregelschlexf e größer als die Bandbreite der Grobfilter, so nimmt die automatische Verstärkungsgradregelschlexfe praktisch eine Normalisierung sämtlicher Änderungen der Sxgnalpegel vor, welche am Ausgang der Grobfilter auftreten.

Zwar arbeitet ein Verstärker mit einer raschen automatischen Verstärkungsgradsteuerung in einem Bereich, in welchem elektronische Abwehrmaßnahmen wirksam sind, zufriedenstellend, doch ist eine langsame Verstärkungsgradregelschlexfe in Betriebsfällen günstiger, in welchen eine Mehrzahl von Zielobjekten existiert oder das Echo aufgrund eines Zielobjektes vor einem Hintergrundrauschen empfangen wird. In diesen Fällen erscheint das gleichzeitige Vorhandensein von mehr als einer Zielobjekt-Spektrumslinie in dem Frequenzband der Grobfilter für eine rasch arbeitende automatische Verstärkungsgradregelung als eine Signalpegeländerung und die automatische Verstärkungsgradregelschlexfe spricht darauf im Sinne einer Unterdrückung der scheinbaren Signalpegeländerung an. Diese Wirkungsweise führt zu Kreuzmodulationsverzerrungen, wodurch Verluste aufgrund eines Unscharf werden des Signales und falsche Zielobjekt-Spektrallinien verursacht werden. Die resultierende Wirkung ist oft der Verlust der Spur eines Zielobjektes.

Andererseits ist zu bemerken, daß zwar eine langsame automatische Verstärkungsgradregelschlexfe hinter den Grobfiltern zweckmäßig ist, um eine größere Anzahl von Zielobjekten zu überwachen und um Zielobjekt"bedingte Signale zu verarbeiten, wenn ein Ilintergriindrauschen vorhanden ist, doch ist die langsam arbeitende automatische Verstärkungsgradregelschlexfe bezüglich einer Sättigung und einer zu großen Wiedererholungszeit empfindlich, wobei es sich um Probleme handelt, die durch die meisten elektronischen Abwehrmaßnahmen aufgeworfen werden.

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Eine Lösung der vorstehend angegebenen Schwierigkeiten muß also mit Obigem versuchen, einen Empfänger ohne automatische Verstärkungsgradregelung zum Einsatz zu bringen, welcher aber einen dynamischen Bereich besitzt, der breit genug ist, um eine Sättigung bei irgend einer Betriebsbedingung zu vermeiden.

Ausgehend von einem Radarempfänger mit den Merkmalen nach dem Oberbegriff des anliegenden Patentanspruches 1 wird eine Lösung der zuvor herausgearbeiteten Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 enthaltenen Merkmal erreicht.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der weiteren Ansprüche, deren Inhalt hierdurch ausdrücklich zum Bestandteil der Beschreibung gemacht wird, ohne an dieser Stelle den Wortlaut nochmals zu wiederholen.

Es zeigt sich, daß der hier angegebene Radarempfänger eines PuIs-Dopplerradarsystems ohne eine herkömmliche automatische Verstärkungsgradregelung arbeitet.

In einem Radarempfänger, wie er hier angegeben ist, sind Mittel zur Verarbeitung der Eingangssignale innerhalb eines extrem weiten augenblicklichen dynamischen Bereiches vorgesehen, ohne daß eine Sättigung auftritt.

In einem Radarempfänger eines Impuls-Dopplerradarsystems ist eine Zwischeneinheit gebildet, in welcher jedes der Ausgangssignale der Grobfilter zuerst in Basisband-Videosignale herabgesetzt, dann aufgeteilt und bezüglich der Ampitude gewichtet wird, um vier getrennte Basisband-Videosignale mit einem gegenseitigen Größenunterschied von l8 dB zu erzeugen, so daß sich ein dynamischer Gesamtbereich von 102 dB ergibt. Jedes der vier gesonderten Basisband-Videosignale wird gleichzeitig in einer Gruppe von identischen Tastungs- und Haltekreisen getastet. Ein sogenannter Fenstervergleicher und eine logische Steuerschaltung dienen zur Bestimmung und Auswahl desjenigen Tastungs- und Haltekreises,

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welcher den größten Tastungswert enthält, der geringer als entsprechend dem vollen Maßstab ist. Der Fenstervergleicher und die logische Steuerschaltung lassen die ausgewählte Tastung über einen achtstelligen Analog-/Digitalumsetzer zu einer Signalverarbeitungsschaltung zur schnellen Fouriertransformation zusammen mit einem zweistelligen Exponentenwort durch, um innerhalb der Signalverarbeitungsschaltung der ausgewählten Tastung den richtigen Maßstab zu-ordnen zu können.

Nachfolgend wird der hier vorgeschlagene Radar empfänger anhand eines Ausführungsbeispieles unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Es stellen dar:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines aktiven Suchkopfes für ein ferngelenktes Geschoß oder eine ferngelenkte Rakete, wobei der Suchkopf einen Impuls-Dopplerradarempfanger der vorliegend angegebenen Art enthält,

Fig. 2A zusammen zu betrachtende Darstellungen eines vereinfachten Blockschaltbildes des Zwischenfrequenzempfängerabschnittes des Impuls-Dopplerradarempf ängers gemäß Fig. 1, wobei aus diesem Schaltbild auch ersichtlich ist, wie die Basisband-Videosignale verarbeitet werden,

Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild der logischen Steuerschaltung gemäß Fig. 2B und

Fig. kA Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der logischen Steuerschaltung nach Fig.3·

Es sei nun zunächst auf Fig. 1 Bezug genommen. Ein aktiver Radarsuchkopf 10 enthält eine flache Plattenantenne 11 und eine Monopuls-Recheneinheit 13, welche auf einer kardanischen Halterung 15

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montiert sind. Die Monopuls-Fehlersignale bezüglich Steigung und seitlicher Abweichung, welche innerhalb der Monopuls-Recheneinheit 13 entwickelt werden, gelangen über nicht dargestellte Dreh-Verbindungsmittel unmittelbar zu einem Microwellenempfänger 17» während das Monopuls-Summensignal den Microwellenempfänger I7 über ebenfalls nicht dargestellte Dreh-Verbindungsmittel und einen Zirkulator l8 erreicht. Der Microwellenempfänger 17 kann an sich bekannter Bauart sein und nimmt sowohl eine Vorverstärkung als auch eine Herabsetzung des Monopuls-Summensignales sowie auch cfes Monopuls-Steigungsfehlersignales und des Monopuls-Gierfehlersignales auf eine erste Zwischenfrequenzι beispielsweise 300 MHz,vor. Diese Zwischenfrequenzsignale werden an einen Zwischenfrequenzempfänger 19 weitergegeben, welcher nachfolgend in seinen Einzelheiten beschrieben wird. Hier sei lediglich gesagt, daß der Zwischenfrequenzempfänger 19 eine Dopplerfilterung, eine Entfernungsbereichsschaltung und eine Analog-/Digitalumsetzung des Monopulssummensignales und des Steigungsfehlersignales sowie des Gierfehlersignales und auch eines abgeteilten Entfernungsbereichs-Fehlersignales vor-/ Die Monopulssignale und das Entfernungsbereichs-Fehlersignal vom Zwischenfrequenzempfänger 19 werden an die Signal Verarbeitungsschaltung 21 zur schnelllen Fouriertransformation weitergegeben, »ie Signalverarbeitungssehaltung 21 kann beispielsweise so ausgebildet sein, wie dies in der US-Patentschrift 3 875 391 angegeben ist. Die Signalverarbeitungsschaltung 21 zur raschen Fouriertransformation bewirkt in bekannter Weise eine Analyse von Signalen zur Anzeige von Dopplerfrequenzen aufgrund erfaßter Zielobjekte. Die Ausgangssignale der Signalverarbeitungsschaltung 21 zur raschen Fouriertransformation werden in einem Digitalrechner 23 eingegeben. Dieser Rechner kann beispielsweise so ausgestaltet sein, wie in der US-Patenschrit k 037 202 angegeben. Der Digitalrechner 23 bewirkt geeignete Steuerbefehlssignale für eine Kardanaufhängungssteuereinheit 25, einen Autopiloten 271 einen Zeitsteuersignalgenerator oder Taktsignalgenerator 29 und den Zwischenfrequenzempfänger 19· Die beiden erstgenannten Baueinheiten sind üblichen Aufbaus und bewirken die Einstellung kardanischen Halterung oder Aufhängung 15 beziehungsweise die Erzeugung von Steuersignalen für die Leitwerksflächen ( nicht

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dargestellt ) der Rakete. Der Zeitsteuergenerator 29 liefert unter anderem die Taktsignale für den Digitalrechner 23 sowie die Steuersignale für die Entfernungsbereichsschaltung und die Taktsignale für den Zwischenfrequenzemp'fanger 19· Es sei hier nebenbei bemerkt, daß die Verfolgungsnachführschleifen über die Signalverarbeitungsschaltung 21 und den Digitalrechner 23 geschlossen sind. Der Digitalrechner 23 leifert also ein Steuersignal an den Zwischenfrequenzempfanger 19 zur Abstimmung eines spannungsgesteuerten Oszillators, wie im einzelnen nachfolgend ausgeführt wird.

Ein Hauptoszillator 311 ein Impulsmodulator 33 und ein Festkörperbauelement-Sender 35 vervollständigen den Suchkopf 10. Die beiden erstgenannten der soeben erwähnten Baueinheiten sind üblicher Gestalt und liefern eine Tragerschwingung ( C.W. ) im X-Band beziehungsweise Trigger impulse für den Festkörperbauelement-Sender 35· Der Sender 35 kann beispielsweise einer Bauart^ein, wie in der Deutschen Offenlegungsschrift 28 28 874 angegeben.

Nachfolgend sei auf die Einzelheiten des Zwischenfrequenzempfän-■ gers 19 unter Bezugnahme auf die Figuren 2A und 2 B eingegangen. Die verschiedenen Monopulssignale werden, wie aus den Zeichnungfiguren ersichtlich, durch Bandfilter 4la beziehungsweise 4lb beziehungsweise 4lc geleitet, wobei außerhalb des Durchlaßbandes liegende Signale unterdrückt werden. Die sich ergebenden, gefilterten Signale werden über Zwischenfrequenzverstärker 43a beziehungsweise 43b-beziehungsweise 43c zu Mischern 45a beziehungsweise 45b beziehungsweise 45c geführt, in welchen eine Heruntersetzung auf eine zweite Zwischenfrequenz von beispielsweise 30 MHz erfolgt. Die Bezugssignale für die letztgenannten Mischer werden von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO ) bezogen, welcher mit 47 bezeichnet ist und durch ein Dopplernachführungs-Steuersignal abgestimmt wird, das der digitale Rechner 23 ( Fig.l ) liefert und das über einen Digital-/Analogumsetzer 49 den Oszilator 47 erreicht. Man erkennt, daß das Dopplernachführungs-Steuersignal eine solche Einstellung der Frequenz des Oszilators 47 be-

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wirkt, das die von den Mischern 45a beziehungsweise 45b beziehungsweise 45c abgegebenen Signale auf das Durchlaßband ( vorliegend in einer Breite'l6 kHz ) der Grobfilter 6la, 6lb, 6lc und 6ld zentriert werden.

Die 30 MHz-.Zwischenfrequenzsignale der Mischer 45a, 45b und 45c werden den Zwischenfrequenzverstärkern 51a,beziehungsweise 51b beziehungsweise 51c verstärkt. Das vom Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 51c abnehmbare Zwischenfrequenzsignal, welches hier dem Monupüls-Summensignal entspricht, wird in einen Leistungsaufteiler 53 eingegeben, in welchem dieses Signal in vier gleiche Zwischenfrequenzsignale aufgeteilt wird, die, wie aus Fig. 2A hervorgeht, Schaltern 55a, 55b, 55c und 55d übermittelt werden. In die Schalter 55a und 55b werden auch das Monupuls-Steigungsfehlersignal beziehungsweise das Monupuls-Gierfehlersignal eingegeben. Die Schalter 55a und 55b werden ebenso wie der Schalter 55c durch ein Suchbetrieb-Verfolgungsbetrieb-Steuersignal des Zeitsteuersignalgenerators 29 ( Fig. 1 ) gesteuert und bewirken eine Durchschaltung des Summenkanalsignales im Suchbetrieb und eine Durchschaltung des Steigungsfehlersignales und des Gierfehlersignales im Verfolgungsbetrieb. Der Schalter 55c dient zu Phasen- und Ampitudenanpassungszwecken, während der Schalter 55d vorgesehen ist, um eine abgeteilte Bereichsschaltungsverfolgungsschleife zu bilden, welche durch ein Steuersignal gesteuert wird, das mit SG abgekürzt bezeichnet ist und vom Digitalrechner 23 ( Fig. 1 ) über den Zeitsteuersignalgenerator 29 zugeführt wird. Es sei hier bemerkt, daß der Schalter 55d praktisch ein O-I80 Phasenschieber ist, welcher verwendet wird, um das Summenkanalsignal in zwei Phasen zu modulieren, um ein abgeteiltes Entfernungsbereichsverfolgungssignal zu erhalten. Die Zwischenfrequenzsignale von den Schaltern 55a, 55b, 55c und 55d werden über Entfernungsbereichsgatter 57a beziehungsweise 57b beziehungsweise 57c beziehungsweise 57d und Zwischenfrequenzverstärker 59a beziehungsweise 59b beziehungsweise 59c beziehungsweise 59d GrobfiJ,·* tern6la beziehungsweise 6lb beziehungsweise 6lc beziehungseise 6ld zugeführt. Letztere haben, wie oben schon bemerkt eine Bandbrei-

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te von 16 kHz, um alle unerwünschten Signale außerhalb des Dopplerspektrums des Zielobjektes auszusondern. Die Zwischenfrequenzsignale vom Ausgang der Grobfilter 6la, 6lb, 6lc und 6ld werden in einen Zwischenfrequenzmultiplexer 63 eingegeben, welcher sie im Zeitmultiplexverfahren auf einen einzigen Kanal in Abhängigkeit von Steuerbefehlsignalen ( MUX ) des Zeitsteuersignalgenerators 29 ( Fig. 1 ) aufgibt. Die im Multiplexverfahren veitergegebenen Zwischenfrequenzsignale des Multiplexers 63 fliesen zu einem Leistungsaufteiler 65, welcher die Signale auf zwei Kanäle ( nicht bezeichnet ) aufteilt, die bezüglich des Verstärkungsgewinns um 36 dB gegeneinander versetzt sind. Zu diesem Zwecke sind in einem ersten der beiden Kanäle eine 36 dB-Dämpfungseinheit 67 und ein Zwischenfrequenzverstärker 69 mit einem Verstärkungsgewinn von 36 dB vorgesehen, während in dem zweiten der Kanäle nur ein Zwischenfrequenzverstärker 71 mit einem Verstärkungsgewinn von 36 dB liegt. Es sei hier nebenbei bemerkt, daß die 36 dB-Dämpfungseinheit 67 und der 36 dB-Zwischenfrequenzverstärker 60 in dem ersten der Kanäle vorgesehen sind, um die Phasenbeziehung zwischen den beiden Kanälen einzuhalten. D.h., um den phasenmäßigen Zusammenhang zwischen den Kanälen über einen gewünschten Bereich von Temperaturen aufrecht zu erhalten, müssen in den beiden Kanälen identische Zwischenfrequenzverstärker 69 und 71 liegen. Die 36 dB-Dämpfungseinheit 67 befindet sich in dem ersten der Kanäle, um den erwähnten 36 dB-Versatz zwischen den Kanälen zu erhalten. Die Ausgangssignale der Zwischenfrequenzverstärker 6$ und 71 werden jeweils einem Mischer 73a beziehungsweise 73b zugeführt, in welchen eine Herabsetzung erfolgt, so daß versetzte Basisband-Videosignale entstehen, in—dem eine Heterodyniiberlagerung mit einem Bezugssignal erfolgt, das von einem Temperatur: kompensierten Kristalloszillator 75 geliefert wird, der mit TCXO zu bezeichnen ist. Die Videosignale von den Mischern 73a und 73b beaufschlagen ein Paar von Videoverstärkern 77a und 77b, welche hier als Tiefpaßfilter wirksam sind, um unerwünschte Produkte des Mischungsvorganges sowie ein breitbandiges Rauschen zu unterdrücken. Die Verstärker können auch mitunter als Tiefpaßfilter bezeichnet werden.

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Kurz abschweifend sei bemerkt, daß zur Verarbeitung von Signalen innerhalb eines weiten dynamischen Bereiches ohne Verzerrung anstelle einer herkömmlichen automatischen Verstärkungsgewinnregelung entsprechende Einrichtungen vorgesehen werden müssen. Hierzu werden die Zwischenfrequenzsignale' von den Ausgängen der Grobfilter 6la, 6lb, 6lc und 6ld durch vier gesonderte Verstärkerkanäle geführt, welche sich nur dadurch unterscheiden, daß jeder Verstärkerkanal einen Verstärkungsgewinn aufweist, der an die Signale angepaßt ist, deren Ampitude in einem jeweils verschiedenen Teil des gesamten dynamischen Bereiches möglicher Ampituden liegt. Im vorliegenden Falle überdeckt jeder Verstärkerkanal einen achtstelligen dynamischen Bereich mit einer Überlappung von fünf Stellen oder fünf Bit zwischen aufeinander folgenden Kanälen bei einem gesamten dynamischen Bereich von siebzehn Stellen oder siebzehn Bit beziehungsweise 102 dB. Nebenbei sei darauf hingewiesen, daß die vier Verstärkerkanäle teilweise im Zwischenfrequenzbereich und teilweise im Videofrequenzbereich verwirklicht sind, um die Rauschzahl zu verbessern und die Erfordernisse der Aufrechterhaltung der Phasenbeziehung und der Ampitudenbeziehung zu erfüllen. Das bedeutet, daß die vier Verstärkerkanäle nicht allein im Zwischenfrequenzbereich verwirklicht werden können, was auf den Schwierigkeiten bezüglich der Aufrechterhaltung der Beziehung zwischen den Verstärkerkanälen bezüglich Verstärkungsgewinn und Phase beruht und diese vier Verstärkerkanäle können auch nicht allein im Videofrequenzbereich wirksam verwirklicht werden, was auf den hohen Rauschzahlen von Komponenten bei diesen Frequenzen gegenüber Komponenten, welche bei der Zwischenfrequen^arbeiten,beruht. Außerdem ist zu berücksichtigen, daß dann, wenn eine mehrstufige Zwischenfrequenz-Vorverstärkung erfolgen lfürde, so daß die Rauschzahlen der Bauteile im Videofrequenzbereich nicht so stark ins Gewicht fielen, die Teile der vier Verstärkerkanäle, welche im Videofrequenzbereich arbeiten, bei außerordentlich hohen Spannungswerten betrieben werden müßten, um den möglichen dynamischen Bereich überdecken zu können.

Unter Berücksichtigung des Vorstehenden erkennt man aus den Zeich-

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nungen, daß die gefilterten Signale vom Ausgang des Tiefpaßfilters 77a über einen Videoverstärker 79a mit einem Verstärkungsgewinn von l8 dB in einen Tastungs- und Haltekreis 8la eingegeben werden. Außerdem werden die gefilterten Signale über den Videoverstärker 79a und einen ebenfalls 18 dB Verstärkungsgewinn aufweisenden weiteren Videoverstärker 79b an einen Tastungsund Haltekxreis 8lb weitergegeben. In entsprechender Weise erreichen die gefilterten Signale vom Ausgang des Tiefpaßfilters 77b die Tastungs- und Haltekreise 8lc und 8ld. Die in den Zuleitungen zu den Tastungs- und Haltekreisen 8lc und 8ld liegenden Videoverstärker 79c und 79d besitzen wieder einen VerStärkungsgewinn von l8 dB.Jeder der Verstärkerkanäle hat insgesamt einen dynamischen Bereich von etwa 48 dB. Es ergibt sich somit, daß, solange die Ampitude eines Zwischenfrequenzsignales in den vier Verstärkerkanälen über dem Rauschpegel liegt und unter dem höchsten Pegel liegt, welcher im Verstärkerkanal mit dem niedrigsten Verstärkungsgewinn linear verstärkt wird, dieses Signal eine lineare Verstärkung ( und eine Umsetzung in ein entsprechendes Basisband-Videosignal ) in einem der vier Verstärkerkanäle erfährt. Dann, wenn die Ampitude eines Zwischenfrequenzsignales in einem der vier Verstärkerkanäle größer ist als der Pegel, bei welchem noch eine lineare Verstärkung in dem Verstärkerkanal mit dem niedirgsten Verstärkergewinn stattfindet, so kann eine Nichtlinearität der Verstärkung dieses Zwischenfrequenzsignales auftreten. Insgesamt ist dann der dynamische Bereich der vier Verstärkerkanäle zusammengenommen vorliegend 102 dB, obwohl keine automatische Verstärkungsgradregelung verwendet wird und die einzelnen Verstärkerkanäle mit herkömmlichen Bauteilen aufgebaut sind. Ein derartiger dynamischer Bereich ist selbstverständlich für alle praktischen Fälle ausreichend.

Man erkennt, daß die Ampitude eines Zwischenfrequenzsignals für einen der vier Verstärkerkanäle sich'abhängig von den Betriebsbedingungen ( beispielsweise die Entferunung zum verfolgten Zielobjekt oder das Vorhandensein oder NichtVorhandensein mehrfacher Zielobjekte ) und dem zu irgendeinem Zeitpunkt verarbeiteten je-

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weiligen Monopulssignal oder Bereichssignal ändert. Es ist daher notwendig, daß Einrichtungen vorgesehen sind,um automatisch denjenigen der Tastungs- und Haltekreise 8la, 8lb, 8l c und 8ld anzuwählen, welcher das richtige Signal für die weitere Verarbeitung enthält. Um diese Auswahl vorzunehmen, ist eine Einrichtung vorgesehen, welche wiederholt die Signalwerte in jedem der Tastungsund Haltekreise 8la, 8lb, 8lc und 8ld abtastet und, wenn die Signalpegel in den drei letztgenannten bestimmte Werte übersteigen, den Tastungs- und Haltekreis 8la auswählen oder, wenn der Signalpegel in mindestens einem der Tastungs- und Haltekreise 8lb, 8lc und 8ld auf das Vorhandensein eines Zielobjektes hinweist, denjenigen Tastungs- und Haltekreis auswählen, welcher das größte Signal enthält, welches auch kleiner als ein bestimmter Wert ist. Die Tastungs- und Haltekreise 8lb, 8lc und 8ld sind also mit einem sogenannten Fenstervergleicher 85 verbunden. Diese Vergleicherschaltung ist vorliegend aus drei herkömmlichen Vergleichern ( nicht dargestellt ) aufgebaut, wobei die Signalpegel in den Tastungs- und Haltekreisen 8lb, 8lc und 8ld mit geeigneten Gleichspannung swer ten verglichen werden. Nebenbei sei gesagt, daß der Ausgang des Tastungs- und Haltekreises 8la nicht mit der Vergleicherschaltung 85 verbunden ist, da dieser dem unempfindlichsten Kanal mit dem niedrigsten Verstärkungsgewinn entspricht und dieser Kanal nur ausgewählt wird, wenn die Kanäle beziehungsweise die Tastungs- und Haltekreise 8lb, 8lc und 8ld gleichsam aufgefüllt sind. Die logische Steuerschaltung 83 betätigt einen Wähler 87, um eine ausgewählte Tastung von einem der Tastungs- und Haltekreise 8la, 8lb, 8lc oder 8ld zu einem Analog-ZDigitalumsetzer 89 (8 Bit ) weiterzuleiten. Außerdem wird ein zweistelliges Exponentenwort unmittelbar von der logischen Steuerschaltung 83 an die Signalverarbeitungsschaltung 21 abgegeben. Der Analog-/Digitalumsetzer 89 ist dann dazu veranlaßt, die ausgewählte Tastung in Form eines Digitalwortes mit einem Vor zeich en "¹BXt sowie sieben Auflösungsbits der Signalverarbeitungsschaltung zur raschen Fouriertransformation zuzuleiten. Die Betriebspunkte und die dynamisehen Bereiche der vier soeben beschriebenen Verstärkerkanäle sind so

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gewählt, daß das Digitalwort vom Ausgang des Analog-/Digitalumsetzers 89 und das zweistellige Exponentenwort eindeutig die Ampitude des Zwischenfrequenzsignales zu den vier Verstärkerkanälen beschreiben, selbst wenn sich dieses Signal in seiner Ampitude innerhalb eines Bereiches von 102 dB ändert.

Es sei nunmehr auf Fig. 3 sowie auf die Fig. kk bis 4H Bezug genommen und die Wirkungsweise der logischen Steuerschaltung 83 der Zwischenkopplungseinheit 70 ( Fig. 2 B ) zraschejaem Empfänger und der Signalverarbeitungsschaltung beschrieben. Die logische Steuerschaltung 83 nimmt also in der dargestellten Weise ein Rückstellungs-Befehl ssignal ( Fig. kB ) und ein 6,1 MHz-Taktsignal ( Fig. kA ) von dem Zeitsteuersignalgenerator 29 nach Fig. 1 auf. Das Rückstellbefehlssignal, welches dazu verwendet wird, einen Zähler 101 auszulösen, ist synchron mit dem von dem Zeitsteuersignalgenerator 29 zugeführten Multiplexer-Zeitsteuersignal für den Zwischenfrequenz-Multiplexer 63 ( Fig. 2A ). Das bedeutet, daß die Rückstellbefehlsignale einen Zeitabstand von etwa 5*2 Microsekunden haben, was der Länge jedes der im Zeitmultiplexverfahren verarbeiteten Steigungsfehlersignale und Giefehlersignale zusammen mit dem Summensignal und dem Abspalt-Schaltgatter-Summensignal ( Entfernungsbereichsfehler ) vom Ausgang des Zwischenfrequenz-Multiplexers 63 entspricht. Das Rückstellbefehlssignal ( Fig. kB ) zusammen mit der Anstiegsflanke des nächsten Taktimpulses, vorliegend des Taktimpulses in 0 ( Fig. kA ) stellt dem Zähler 101 zurück, welcher hier ein vierstelliger Zähler ist. Dieser Vorgang bewirkt, daß der Fluktuationsträgerausgang ( Fig. kC ) des Zählers 101 von einer logischen 1 auf eine logische 0 umschaltet. Es sei nebenbei bemerkt, das der Fluktuationsträgerausgang des Zählers 101 von einer logischen 0 auf eine logische 1 immer dann umschaltet, wenn der Zähler eine Abzählung von neun Taktimpulsen vorgenommen hat. Hat der Übergang von einer logischen 0 in eine logische 1 stattgefunden, so bleibt der'Fluktuationsträgerausgang in diesem Signalzustand für die Dauer von 32 Taktimpulsen entsprechend der zeitlichen Breite von 5»2 Microsekunden der verschiedenen Ausgangssignale des Zwischenfrequenz-Multiplexers 63· Um vorstehendes Verhalten zu erreichen wird der Fluktuationsträgeraus-

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gang über einen Inverter 105 zu dem Einschaltanschluß des Zählers 101 geführt. Die 6,1 MHz-Takt impulse wer-den mittels eines Inverters 103 invertiert und bilden so eine Folge invertierter Taktimpulse, welche gegenüber den 6,1 MHz-Taktimpulsen um die Zeitverzögerung aufgrund des Inverters 103 zeitlich versetzt sind. Diese invertierten Taktimpulse gelangen als Taktsignale zu einem Paar von D-Flip-Flops 107 und 109, einem Zähler 117 und einem dritten D-Flip-Flop 119· Der nicht invertierende Ausgang oder Q -Ausgang des Flip-Flop 109 wird als Sperrbefehlssignal ( Fig.E ) einem Sperrkreis 111 zugeführt. Das Sperrbefehlssignal entspricht dem Fluktuationsträgerausgang ( Fig. 4C ) vom Zähler 101, verzögert um zwei invertierte Taktimpulse ( Fig. 4D ) aufgrund der Wirkung der Flip-Flops 107 und 109· Der nicht invertierte Ausgang oder Q-Ausgang des Flip-Flop 107 ( Fig. 4G ) und der invertierte Ausgang oder Q-Ausgang des Flip-Flop 109 ( Fig. werden in einem NAND-Schaltelement 113 miteinander kombiniert und bilden ein Umsetzerstartsignal ( Fig. 4F ) für den achtstelligen ^Analog-/Digitalumsetzer 89 ( Fig. 2B ).

Die Dateneingänge zu der Sperr- oder Halteschaltung 111 sind die Ausgänge der Vergleicherschaltung 85 ( Fig. 2B ) in Abhängigkeit von den Signalwerten in den Tastungs- und Haltekreisen 8lb, 8l c und 8ld. Ist eine Einrastung erfolgt, so werden die eingegebenen Daten zu einer Prioritäts-Kodierungseinrichtung 115 weitergeführt, welche vier Eingangsleitungen und zwei Ausgangsleitungen besitzt. Die Kodierungseinrichtung erzeugt einen 2 Bit-Ausgang in Abhängigkeit von dem ersten Dateneingang, der den logischen Wert 0 hat. Da die Vergleicherschaltung 85 Ausgangsdaten mit dem logischen Signalwert 0 liefert, wenn die entsprechenden Videosignaltastungen der Tastungs- und Haltekreise 8lb, 8l c und 8ld innerhalb ihrer sogenannten Fenster liegen, so bezeichnet die Prioritätskodierungseinrichtung 115 den empfindlichsten Kanal, in welchem die Signalampitude das Vergleichswerte-Fenster nicht überschritten hat. Es sei nebenbei darauf hingewiesen, daß der vierte Daten·* eingang der Priortatskodierungseinrichtung 115 geerdet ist, wq» durch die oben erwähnte Bedingung berücksichtigt wird, daß der un-

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empfindlichste Kanal ausgewählt wird, falls in den anderen drei Kanälen die jeweiligen Vergleichswertefenster überschritten werden. Der Datenausgang der Prioritätskodierungseinrichtung 115 wird zum einen der Signalverarbeitungsschaltung 21 ( Fig. 1 ) als das zweistellige Exponentenwort und zum anderen einer von zwei Leitungen auf vier Leitungen arbeitenden Dekodierungseinrichtung 117 zugeführt, deren Ausgang die Steuersignale für den Wähler 87 ( Fig. 2B ) darstellt, der wiederum bestimmt, welcher der Ausgänge der Tastungs- und Haltekreise 8la, 8lb oder 8ld ( Fig. 2B ) zu dem achtstelligen Analog-/Digitalumsetzer 89 weitergeführt wird. Es existiert eine Verzögerung von annähernd 1,1 Microsekunden zwischen der Eingabe der MuItipiexsignale in den Wähler 87 und der Eingabe des Umsetzerstartbefehlssignales ( Fig. 4P ) in den achtstelligen Analog-/Digitalumsetzer 89, damit sich etwaige Schalt-Einschwingvorgänge beruhigen können, bevor die Analog-/Digitalumsetzung beginnt.

Um sicher zu stellen, daß stets der richtige Kanal durch die logische Steuerschaltung 83 ausgewählt wird, ist es unbedingt notwendig, daß die in Fig. 2 B gezeigte Kombination aus dem Zwischenfrequenzverstärker 71 und dem zugehörigen Mischer 73b im Verstärkerkanal mit dem höchsten Verstärkungsgewinn nicht den 1 dB-Kompressionspunkt erreicht, bevor der maximale Eingangssignalpegel bei den anderen beiden Verstärkerkanälen erreicht ist. Anderenfalls wird der Verstärkungsgewinnunterschied von l8 dB zwischen jedem Paar benachbarter Verstärkerkanäle nicht eingehalten und es ergibt sich die Situation , daß ein Kanal mit höherem Verstärkungsgewinn eine Reduzierung des effektiven Verstärkungsgewinns ( Kombination der Zwischenfrequenzverstärkung und der Videoverstärkung ) durch den Betrag der Kompression erleidet. In einem solchen Falle können Videosignaltastungen, welche in der Nachbarschaft des Signalnulldurchganges genommen sind, von der Vergleicherschaltung 85 der logischen Steuerschaltung 83 unrichtig bezeichnet werden. Man erkennt, daß jeder mögliche Fehler einer Bezeichnung dadurch ausgeschlossen werden kann, daß ausreichend überschüssiger dynamischer Bereich in den Zwischenfre-

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quenzkanal hohen Verstärkungsgrades gleich dem Verstärkungsgewinnunterschied zwischen den Zwischenfrequenzkanälen ( hier 36 dB ) vorgesehen wird. Praktisch vorhandene schaltungstechnische Grenzen schließen diese Möglichkeit aus. Eine zufriedenstellende Wirkungsweise erzielt man jedoch, wenn in Verbindung mit der Kodierungslogik in der Vergleicherschaltung 85 ein Minimum von l8 dB an Kompressionsfreiraum vorgesehen wird. D.h. der Zwischenfrequenzverstärker 71 und der Mischer 73t> werden so ausgewählt, daß ihr gemeinsamer 1 dB-Kompressionspunkt bei einem Signal von l8 dB über dem vollen Eingangssignalpegel des Zwischenfrequenzkanales mit dem hohen Verstärkungsgrad nicht erreicht wird. In der Vergleicherschaltung 85 ( Fig. 2B ) werden die Ausgänge der nicht dargestellten, die Tastung- und Haltekreise 8lb oder 8lc überwachenden Vergleicher in einer ODER-Schaltung ( ebenfalls nicht dargestellt ) miteinander kombiniert, so daß der ( nicht dargestellte ) Vergleicher, welcher den Tastungs- und Haltekreis 8lc überwacht, keinen gültigen Signalpegel ( Ausgang entsprechend einer logischen 0 ) anzeigen kann, außer wenn der den Tastungsund Haltekreis 8lb überwachende Vergleicher ebenfalls einen gültigen Signalwert entsprechend einer logischen 0 anzeigt. Dies schließt die Möglichkeit einer unrichtigen Bezeichnung des Tastungs- und Haltekreises 8lc anstelle des Tastungs- und Haltekreises 8la aufgrund der Wirkung einer Zwischenfrequenz-Verstärkungskompression aus.

Die logische Steuerschaltung 83 wird durch einen Zähler 117, ein D-Flip-Flop 119 und einen Inverter 121 vervollständigt, welche von den invertierten Taktsignalen ( Fig. kD ) des Inverters 103 gespeist werden. Zu Ende des Analog-/Digital-Umwandlungsvorganges, welcher zur Durchführung neun Taktimpulse oder 1,5 Microsekunden benötigt, gibt der Analog-/Digitalumsetzer 89 ein die Vollendung der Umsetzung meldendes Signal an den Zähler 117 ab. Die Arbeitsweise des Zählers 117, des Flip-Flop 119 vm.d des Inverters 121 ist dieselbe wie diejenige des Zählers 101, des Flip-Flop 107, deß Inverters I05, so daß sich eine Beschreibung erübrigt. Es sei hier

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lediglich angemerkt, daß das Ausgangssignal des Flip-Flop 119 über einen nicht dargestellten Puffer als Steuersignal den Tastungs- und Haltekreisen 8la, 8lb, 8lc und 8ld zugeführt wird. Diese Tastungs- und Haltekreise werden durch die Steuersignale dazu bestimmt, im Haltebetrieb zu bleiben, wenn das Steuersignal einer logischen 0 entspricht und im Tastungsbetrieb zu sein, wenn das Steuersignal eine logische 1 ist. Es ist noch eine Beruhigungszeit von 600 Nanosekunden zwischen dem Auftreten des Haltebefehles und der Zeit vorgesehen, in welcher eine Einrastung bezüglich der Daten von der Vergleicherschaltung 85 erfolgt.

Es sei kurz nochmals auf die Fig. 2A und 2B zurück gegriffen und die gemeinsame Zeitsteuerung für die Zwischenkopplungseinheit 70 zwischen dem Empfänger und der Signalverarbeitungsschaltung erläutert. Das Steigungsfehlersignal und Gierfehlersignal mit dem Summensignal und dem Abspalt-Schaltgatter-Sumraensignal werden von dem Zwischenfrequenz-Multiplexer 63 im Zeitmultiplexverfahren mit einer Geschwindigkeit von 192 kHz verteilt und daher hat jedes der vorerwähnten Signale eine zugeordnete Impulsbreite von 5» 2 Microsekunden. Etva 3jO Microsekunden nach Beginn der Multiplexverteilung der Signale aus dem Zwischenfrequenz-Multiplexer 63 befiehlt die logische Steuejschaltung 83 den Tastungs- und Haltekreis 8la, 8lb, 8lc und 8ld ££ί& Tastung der Videosignale, so daß eine Dauer von 3,0 Microsekunden für die Beruhigung von Schaltungs-Einschwingvorgängen zur Verfügung steht. Die Tastungsdauer beträgt 1,8 Microsekunden und ist von einer Halte-Beruhigungszeit von 6OO Nanosekunden gefolgt. Nach Vollendung der Tastungs- und Haltezeit bildet die logische Steuerschaltung 83 in Verbindung mit der Vergleicherschaltung 85 das sogenannte Vergleichsfenster, nimmt die Exponentauswahl vor und schaltet den Wähler 87 ( Fig. 2B ). Nachdem etwa 1,1 Microsekunden für das Abklingen von Schaltungseinschwingvorgängen abgelaufen sind, nimmt der Analog-ZDigitalumsetzer 89 eine Digitalumsetzung der gewählten Tastungen vor. Die Dauer des Umsetzungsvorganges ist 1,5 Microsekunden.

Die hier vorgeschlagene Zwischenkopplungseinheit 70 zwischen dem

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Empfänger und der SignalVerarbeitungschaltung bewahrt in linearer Arbeitsweise sämtliche spektrale Informationen, welche an den Ausgängen der Grobfilter 6la, 6lb, 6lc und 6l d zur Verfügung stehen und ermöglicht eine optimale und verfeinerte Signalverarbeitung im digitalen Bereich. So kann beispielsweise ein verhältnismäßig starker, rasch pulsierender Stö-rsender leicht erkannt digital ausgeschlossen werden, so daß das Signal-/Störverhältnis nach Wunsch erhöht werden kann oder die starken Störsignale können in der Signalverarbeitungsschaltung 21 ( Fig. 1 ) durch Zuordnung gesonderter Zeitbereiche berücksichtigt werden. Weiter können Spektralanteile aufgrund mehrer Zielobjekte oder aufgrund von Zielobjekten und Turbineneinflüssen keine Kreuzmodulation bedingen, so daß ein Auflösungsvermögen hinsichtlich der Zielobjekte gleich dem Abstand der Fouriertransformationsdopplerfilter erreicht wird.

Dem Fachmann bietet sich im Rahmen der hier vorgeschlagenen Prinzipien eine Reihe von Abwandlungsmöglichkeiten und Weiterbildungen. Beispielsweise kann die Anzahl von Verstärkerkanälen verändert werden, wobei eine entsprechende Änderung des dynamischen Bereiches jedes dieser Kanäle einhergeht oder der dynamische Bereich jedes Verstärkers kann verändert werden.

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Claims

Patentansprüche

[ 1.J Radarempfanger zur Verarbeitung von Empfangssignalen, die innerhalb eines weiten Ampitudenbereiches veränderliche Ampituden aufweisen, mit einer Zwischenfrequenzverstärkeranordnung und einer Videofrequenzverstärkeranordnung, deren dynamischer Bereich dem Bereich möglicher Ampituden der Empfangssignale entspricht, gekennzeichnet durch mehrere Verstärkerkanäle, deren jeder gegenüber den Eingangssignalen eine lineare Charakteristik innerhalb eines jeweils verschiedenen Teiles des Bereiches möglicher Ampituden aufweist, jedes Empfangssignal aufnimmt und jeweils ein Videosignal ausgangsseitig abgibt, ferner durch auf die Videosignale der Ausgänge der Verstärkerkanäle ansprechende Schaltungsmittel zur Erzeugung eines Wählersignales, welches angibt, welcher der Verstärkerkanäle dasjenige Videosignal liefert, das in linearer Beziehung zum jeweiligen Empfangssignal steht und durch eine mit dem Wählersignal und dem Videosignal des betreffenden Verstärkerkanals gespeiste Wähleinrichtung zur Auswahl eben dieses Videosignals zur weiteren Verarbeitung.
2. Radarempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verstärkerkanäle mindestens folgende Bestandteile enthält:

a) zwei Zwischerifrequenzverstärkeranordnungen ( 67 69571) mit jeweils gleichen Phasenverschiebungseigenschaften und unterschiedlichen Verstärkungsgewinneigenschaften;

b) Schaltungsmittel ( 73a, 73b ) zur Umwandlung der Zwischenfrequenzsignale vom Ausgang der beiden Zwischenfrequenzverstärkeranordnungen in Videosignale}

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c) auf die Videosignale ansprechende erste und zweite Videoverstärker ( 79a, 79b, 79c, 79d ) zur Erzeugung mindestens eines Videosignales mit einer Ampitude, welche in linearer Beziehung zu dem Empfangssignal steht.

3· Radarempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die linearen Teile der dynamischen Bereiche der Verstärkerkanäle überlappen.

k. Radarempfanger nach einem der Ansprüche 1 bis 3i dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel zur Erzeugung eines Wählersignales Mittel zur Erzeugung eines Digitalsignales enthalten, welches den jeweils ausgewählten Verstärkerkanal bezeichnet.

5· Radarempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich Schaltungsmittel zur Umwandlung des Videosignales in digitale Form vorgesehen sind.

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