DE2029836C3 - Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz - Google Patents
Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler PulsfolgefrequenzInfo
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Description
T (\ - 1*l\
Atmi =
mittlere Pulsfolgeperiode; Dauer der /-ten Folgeperiode,· Dauer der (i— 1 )-ten Folgeperiode;
Differenz der Zeitintervalle, welche seit dem ersten Impuls der Pulsfolgefrequenz-Änderungsperiode
einerseits bis zur Mitte der /-ten wirklichen Folgeperiode und andererseits bis zur Mitte der /-ten
mittleren Folgeperiode verstrichen sind; algebraischer Mittelwert der /-ten und
(i— 1)-ten Folgeperiode.
4. Filteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 für ein Puls-Doppler-Radargerät mit zwei
Empfangskanälen, wobei in dem einen Kanal (Cosinus-Kanal) die mit der kohärenten Bezugsschwingung demodulierten Impulse und in dem
anderen Kanal (Sinus-Kanal) die mit der um 90° phasenverschobenen Bezugsschwingung demodulierten
Impulse verarbeitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Kanal die gewichtete Summe
der mit den einander entsprechenden Impulsen gebildeten Differenzen mit den gleichen Wichtungs
Koeffizienten gebildet wird.
5. Filteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche für ein Puls-Doppler-Radargerät mit
einer Synchronisationsanordnung, einem kohärenten Oszillator, wenigstens einem kohärenten Detektor
und mit einer an den Ausgang jedes kohärenten Detektors angeschlossenen Speichereinrichtung,
welche mehrere jeweils im Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgende Impulse an mehreren
Ausgängen gleichzeitig zur Verfügung stellt, dadurch gekennzeichnet, daß drei aufeinanderfolgende
Ausgänge (b\, 62, bi; yt, γ2,5*3) der Speichereinrichtung
(Ni, A/2) paarweise mit den Eingängen von zwei
Subtrahierschaltungen (A2, Ay, A4, Λ5) verbunden
sind, daß an den Ausgang jeder Subtrahierschaltung eine Multiplizierschaltung (MPx, MP2. MPi, MP4) mit
einstellbarem Multiplikationsfaktor angeschlossen ist, die von der Synchronisationsanordnung (Sy)
derart gesteuert wird, daß der Multiplikationsfaktor in jeder Folgeperiode entsprechend dem zugeordneten
Wichtungs-Koeffizienten eingestellt wird, und daß die Ausgänge der beiden Multiplizierschaltungen
mit den Eingängen einer Summierschaltung (A^;
Aj) verbunden sind.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät mit variabler
Pulsfolgefrequenz zur Unterdrückung des Fix-Echo-Spektrums, in welcher die gewichtete Summe von
einer Reihe von im Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird und die
Wichtungs-Koeffizienten von der Pulsfolgefrequenz abhängen und mit dieser umgeschaltet werden.
Eine solche Filteranordnung ist Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 20 29 774.9.
Sie stellt eine Weiterbildung einer aus der FR-PS 15 63 763 bekannten Schaltungsanordnung zur Unterdrückung
des Fix-Echo-Spektrums bei einem kohärenten Puls-Doppler-Radargerät mit konstanter Pulsfolgefrequenz
dar. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung werden mehrere im Abstand der Folgeperiode
nacheinander empfangene Impulse, die an den Klemmen einer Verzögerungsleitung oder Speicheranordnung
gleichzeitig zur Verfügung stehen, mit den Wichtungs-Koeffizienten multipliziert, und die so
gewichteten Impulse werden in einer Summierungsschaltung summiert. Zwar ist angegeben, daß die gleiche
Schaltungsanordnung auch in einem kohärenten PuIs-Doppler-Radargerät
mit variabler Pulsfolgefrequenz, also ungleichen Impulsabständen benützt werden kann,
doch ist dann die Unterdrückung der Fix-Echos weniger gut.
Die den Gegenstand der älteren Patentanmeldung bildende Schaltungsanordnung arbeitet nach dem
gleichen Prinzip, jedoch mit dem Unterschied, daß die Wichtungs-Koeffizienten, mit denen die aus der
Speicheranordnung gleichzeitig herausgelesenen Impulse multipliziert werden, entsprechend den ungleichen
Abständen der ausgesendeten Impulse variabel sind. Die Änderung der Wichtungs-Koeffizienten erfolgt dabei
so, daß nur die Auswirkungen der variablen Pulsfolgefrequenz auf die durch die Antennendrehung verursachte
Amplitudenmodulation kompensiert werden.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Filteranordnung der eingangs angegebenen Art, bei
welcher die durch die Änderung der Pulsfolgefrequenz verursachte Phasenänderung kompensiert wird.
Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß die gewichtete Summe der Differenzen von jeweils zwei
im Abstand der Pulsfolgefrequenz aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird und die Vichtungs-Koeffizienten,
mit welchen die Differenzen multipliziert werden, so gewählt sind, daß die Differenzen auf solche
Werte zurückgeführt werden, weiche sie für eine konstante Pulsfolgefrequenz besäßen.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungei der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigt
F i g. 1 das Blockschaltbild eines Puls-Doppler-Radargeräts
mit einer Filteranordnung nach der Erfindung und
Fig.2 bis 7 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Filteranordnung von F i g. 1.
Das Schaltbild der F i g. 1 zeigt in aügemeiner Form
ein Puls-DoppJer-Radargerät mit variabler Pulsfolgefrequenz
und Kammfilterung, wobei zur Erläuterung angenommen wird, daß die Signale digital verarbeitet
werden.
Das Radargerät enthält die üblichen Sendeschaltungen E und eine Synchronisationsanordnung Sy, welche
an der Klemme Si die Sendesynchronsignale mit der variablen Pulsfolgefrequenz und an der Klemme 52
Abtaststeuersignale liefert, da es sich um den Fall einer digitalen Verarbeitung handelt. Die an der Klemme 5i
abgegebenen Sendesynchronsignale bestimmen die jo Aussendung der Sendeimpulse in ZeitabständenT die
entsprechend der variablen Pulsfolgefrequenz unterschiedlich groß sind; der Zeitabstand zwischen zwei
Sendeimpulsen wird »Folgeperiode« genannt. Die Änderung der Pulsfolgefrequenz erfolgt nach einer !5
periodischen Gesetzmäßigkeit, so daß nach einer bestimmten Anzahl von Sendeimpulsen wieder die
gleiche Reihenfolge von unterschiedlichen Folgeperioden erhalten wird. Die Periode dieser Pulsfolgefrequenz-Änderung
soll »Änderungsperiode« genannt werden; jede Änderungsperiode umfaßt somit eine bestimmte Anzahl von Folgeperioden. Der algebraische
Mittelwert aller Folgeperioden in einer Änderungsperiode ist die »mittlere Folgeperiode«.
Die Sendeschaltungen F sind mit einer Sendeantenne -r>
AE verbunden, die bei der dargestellten Ausführungsform von der Empfangsantenne AR getrennt ist, jedoch
auch mit dieser zusammenfallen kann, wenn ein Duplexer vorgesehen ist.
Ein Überlagerungsoszillator OL liefert die Überlage- '>
<> rungsschwingung, welche für die Umsetzung auf die Zwischenfrequenz erforderlich ist, und zwar einerseits
zu einer Mischstufe Af 1, in der die von der Empfangsantenne
AR aufgefangenen Echosignale auf die Zwischenfrequenz umgesetzt werden, und andererseits zu einer r>
Mischstufe Mi, in der die Sendesignale auf die Zwischenfrequenz umgesetzt werden.
An die Mischstufe Afi ist ein Zwischenfrequenz-Verstärker
A\ angeschlossen, und die Mischstufe Mi ist mit
dem Phasensteuereingany c:ics kohärenten Oszillators w>
OC verbunden. Zwei kohärente Detektoren Pi und Pi,
welche parallel an den Ausgang des Zwischenverstärkers A\ angekoppelt sind, empfangen als Bezugsschwingung
die vom kohärenten Oszillator gelieferte Schwingung, und zwar der Detektor P1, der einen »Cosinus-Ka- tr>
nal« speist, d'rekt und der Detektor P2, der einen
»Sinus-Kanal« speist, nach Phasenverschiebung um π/2 in einem Phasenschieber PH. Da bei dieser Ausführungsform
die empfangenen Signale digital verarbeitet werden, ist an den Ausgang jedes Detektors P\ und P2
jeweils eine Abtast- und Codieranordnung SP, bzw. SP2
angeschlossen. In an sich bekannter Weise werden die Frobewerte aus den Empfangssignalen derart entnommen,
daß man je Echo über zwei Probewerte verfügt Die Probewerte jedes Kanals werden in digitalen
Speichern Ni bzw. N2 gespeichtrt, welche derart
ausgelegt sind, daß man an drei Klemmen gleichzeitig drei Probewerte abnehmen kann, die drei aufeinanderfolgenden
Folgeperioden entsprechen.
Von jedem Speicher sind lediglich die drei Klemmen und die den gleichen Probewerten des gleichen Ziels
entsprechenden Speicherzellen dargestellt, nämlich die Speicherzellen B,-2 und ß,_i und die Klemmen b\, bi, bj
für den Cosinus-Kanal sowie die Speicherzellen C,-2
und Ci-1 und die Klemmen γ\, γ2, γ3 für den Sinus-Kanal.
Die bis hierher beschriebene Schaltung ist vollständig bekannt.
Bei den bekannten Geräten wird das Nutz-Video-Signal durch eine feste Kombination von Differenzen der
paarweise bei aufeinanderfolgenden Folgeperioden abgetasteten Signale gebildet. Zu diesem Zweck sind im
Cosinus-Kanal die Klemmen 63 und bi mit den
Eingängen eines Differenzverstärkers A2 und die Klemmen bi und b\ mit den Eingängen eines Differenzverstärkers
A3 verbunden, und im Sinus-Kanal sind die Klemmen y3 und γ2 mit den Eingängen eines Differenzverstärkers
.44 und die Klemmen γι und γ\ mit den
Eingängen eines Differenzverstärkers Ai verbunden.
Die an den Ausgängen der Differenzverstärker erhaltenen Differenzen werden in jedem Kanal in einem
Verstärker Ai bzw. Λ7 einfach addiert, und das bei U
erhaltene Nutzsignal wird aus dieser Summe beispielsweise durch Demodulation und Filterung in einer
Anordnung FD gebildet.
Bei der dargestellten Schaltung wird dagegen eine gewichtete Summe der Differenzen gebildet, wobei die
Wichtungs-Koeffizienten zeitlich in Abhängigkeit von der Änderung der Pulsfolgefrequenz veränderlich sind.
In jeden Kanal, also in den Sinus-Kanal und in den Cosinus-Kanal, ist eine Wichtungsanordnung Wi bzw.
Wi eingefügt. Beispielsweise sind zwischen die Differenzverstärker
Ai, A] und den Verstärker -4t, zwei
Multiplizierschaltungen MPi und MP2 und zwischen die
Differenzverstärker A4, As und den Verstärkern Αη zwei
Multiplizierschaltungeh MPj, MPs, eingesetzt. Es handelt
sich um Mulliplizierschaltungen mit veränderlichen Multiplikationsfaktoren, welche durch die Signale am
Ausgang S\ der Synchronisieranordnung 5, gesteuert werden, da die Wichtungs-Koeffizienten von der
jeweiligen Folgeperiode abhängen und von Folgeperiode zu Folgeperiode umgeschaltet werden müssen.
In jedem Zeitpunkt sind die Multiplikationsfaktoren der Multiplizierschaltungen MPj und AfPt gleich denjenigen
der Multiplizierschaltungen AiPi bzw. AiP2.
Beispielsweise besteht jede Multiplizierschaltung aus einem Digital-Analog-Umsetzer, einem sich anschließenden
Verstärker mit gesteuertem Verstärkungsfaktor und einem an dessen Ausgang angeschlossenen
Analog-Digital-Umsetzer.
Die beschriebene Anordnung kann in bereits bestehende Anlagen ohne große Änderung eingebaut
werden, da lediglich die Wichtungsanordnungen W2 und
Wi eingefügt werden müssen.
Die Wirkungsweise dieser Schaltung und die Bestimmung der Wichtungs-Koeffizienten werden nun im
einzelnen erläutert.
Zur Erläuterung ist in Fig. 2 das Amplituden-Frequenz-Spektrum der Fix-Echos eines Radargeräts mit
kontinuierlicher Strahlschwenkung dargestellt, wobei zur Vereinfachung angenommen ist, daß die Folgeperioden
abwechselnc die Dauer T+OTund T—AThaben.
Die Änderungsperiode umfaßt also zwei Folgeperioden.
Die Elementar-Spektren der Fix-Echos haben eine dreieckige Form, die auf der Antennendrehung beruht,
mit der Breite 2Fr/N, wobei N die Anzahl der Echos je Ziel und Fr= l/Tdie mittlere Pulsfolgefrequenz ist. Bei
konstanter Pulsfolgefrequenz Fr wurden nur Hauptspektren Sb, Si, S-2... entstehen, deren Mittenfrequenzen
0, Fr, 2Fr... gleich den einzigen Frequenzen wären, die
man für diese Echos erhalten würde, wenn keine Antennenbewegung vorhanden wäre.
Die variable Pulsfolgefrequenz verursacht Störspektren O\, Oi ... Die Anzahl der Störspektren zwischen
zwei Hauptspektren hängt von der Anzahl der Folgeperioden pro Änderungsperiode ab und ihre Lage
hängt von der relativen Dauer der unterschiedlichen Folgeperioden ab.
Bei dem gewählten Beispiel (zwei verschiedene Folgeperioden) liegt jeweils ein Störspektrum in der
Mitte zwischen zwei Hauptspektren.
Bei konstanter Pulsfolgefrequenz können die Probewerte einer Spektralkomponente / (wobei f zwischen
kFR — Fr/N und IcFr+ Fr/N liegt und k eine beliebige
Zahl ist) des auf der Antennenbewegung beruhenden Spektrums grafisch durch Vektoren Vo, V\, T^ in F i g. 3
mit der gleichen Amplitude A und im gegenseitigen Winkelabstand <u7dargestellt werden (mit ω = 2πί). Die
Gesamtheit dieser Vektoren kann in komplexer Schreibweise durch
geschrieben werden, wobei 2stfto der Winkel des ersten
Vektors (K=0) mit einer Bezugsachse OX ist.
Die Amplituden der Projektionen dieser Vektoren auf die Achse OX und auf eine Achse OY, die aus der
Achse OA"durch Drehung um π/2 im trigonometrischen
Sinn hervorgeht, entsprechen den Amplituden der dieser Spektraikomponente entsprechenden Signale am
Ausgang er Detektoren P\ und P2 in F i g. 1 bei
konstanter Pulsfolgefrequenz.
Wenn man mit D^ die Differenz-Vektoren T^-TT-1
(i= 1,2...) und mit D die Länge der Differenz-Vektoren
D, bezeichnet, können die Differenzen zwischen den Probewerten von zwei aufeinanderfolgenden Folgeperioden
für die betreffende Sne
den Vektor
den Vektor
/«„ - KT + 1,,)
Das Spektrum der Differenzen bei variabler Pulsfolgefrequenz setzt sich daher zusammen aus:
a) einem Spektrum, welches nicht von der Änderung der Pulsfolgefrequenz abhängt und den Vektoren
Dtentspricht;
b) einem Spektrum, welches den Fehler-Vektoren ε entspricht.
Die Wichtung der Differenzen in den Wichtungsanordnungen W^ und W2 wird so durchgeführt, daß die
ίο Differenzen Δ, auf die Differenzen Ζλ zurückgeführt
werden. Dies hat zur Folge, daß zusätzliche Nullstellen in diesen Störspektren erzeugt werden, welche der
Frequenz entsprechen, für die die Wichtungs-Koeffizienten berechnet worden sind.
!5 Da die Differenz-Spektren bereits sehr abgeflacht
sind, wird die Kompensation praktisch für das ganze Spektrum erzielt, wenn die Nullstelle in die Mitte des
Spektrums gelegt wird. _^
F i g. 5, in der die Vektoren Zo, ί, Z2 aufgetragen sind,
zeigt, daß der Vektor D2 durch die Summe des mit einem Koeffizienten <x2 multiplizierten Vektors Z2 und des mit
einem Koeffizienten 02 multiplizierten Vektors Zl
gebildet werden kann:
D2 = Oc2Z2 + JS2Z")
Ganz allgemein kann bei einem Radargerät, dessen Änderungsperiode eine beliebige Anzahl η von
Folgeperioden umfaßt, der Vektor D^ (mit i=\,2,... n)
aus den Vektoren ~S, und ~fi-,-\ durch die gewichtete
jo Summe
gebildet werden, wobei «a |3,skalare Zahlen sind, die von
der Nummer /der betreffenden Folgeperiode innerhalb der Änderungsperiode abhängig sind.
Die Wichtungs-Koeffizienten α, und ß, für die /-te
Folgeperiode einer Änderungsperiode entsprechen den folgenden Gleichungen:
, = -Il
Ti
dargestellt werden, wobei ψο eine Konstante ist
Bei variabler Pulsfolgefrequenz sind die Differenz-Vektoren nicht mehr gleich, wie aus F i g. 4 ersichtlich.
Im Zeitpunkt fi mißt man anstatt der Differenz TJt die
Differenz^?, welche in zwei Vektoren
zerlegt werden kann.
Im Zeitpunkt f2 mißt man die Differenz Δ2, für die man
schreiben kann
wobei folgende Definitionen gelten:
T = mittlere Folgeperiode;
T. = Dauer der .'-ten Folgeperiode;
T-) — Dauer der (Y-1 )-ten Folgeperiode;
tmi = Differenz zwischen dem Zeitintervall, das seit
dem Beginn der Änderungsperiode bis zur Mitte der /-ten wirklichen Folgeperiode verstrichen ist, und dem Zeitintervall, das bis
zur Mitte der /-ten mittleren Folgeperiode verstrichen wäre, d. h.
J= 1
Τ,-ι + T,
DJ und Ζζ sind dabei die Vektoren, die man bei
konstanter Pulsfolgefrequenz erhalten würde, d.h. die (algebraischer Mittelwert der /-ten und der (i-l)ten
Differenz-Vektoren in F i g. 3. Folgeperiode).
Das Diagramm der Fig.6 zeigt die Werte der
Parameter T, T, /„„, 4/„„für eine Änderungsperiode, die
drei aufeinanderfolgende Folgeperioden umfaßt, deren Zeitdauern in den Verhältnissen 6:5:4 stehen.
Es gilt also: 7~ι=6;Γ2 = 5; Γ3 = 4;
7 =
(7, + T2 + 7;,) = 5
| 'ml | = 0,5 | I im, | = 5 |
| f„,2 | = 1 | I Im2 | = 5,5 |
| '».3 | = 0,5 | I fm., | = 4,5 |
| woraus folgt | |||
| = 0,75 | und /(', | = 0,08 | |
| Λ2 | = 0,82 | lh | = 0,18 |
| v, | = 1,11 | lh | = 0,14 |
Im allgemeineren Fall können «,· und /J, dadurch
berechnet werden, daß die Vektoren Üi und Δι, Z/_i auf
die Achsen OX und OY projiziert werden. Auf einfachere Weise gestattet die graphische Konstruktion
in jedem Fall eine schnellere Bestimmung des Koeffizienten mit ausreichender Genauigkeit.
Die Kompensation der variablen Pulsfolgefrequenz durch Wichtung von Differenzen in der zuvor
beschriebenen Weise ist bei Puls-Doppler-Radargeräten
anwendbar, welche keine Entfernungszweideutigkeit aufweisen. Sie ist insbesondere brauchbar, wenn die
Anzahl von Echos je Ziel verhältnismäßg groß ist. Ihre Durchführung erfordert nur geringe zusätzliche Anordnungen.
Die Unterdrückung der Blindgeschwindigkeiten kann durch eine »kontinuierliche« Pulsfolgefrequenz-Änderung
erreicht werden, d. h. eine Pulsfolgefrequenz-Änderung, deren Periode klein gegen die Umdrehungszeit
der Antenne ist, oder durch eine Änderung der Pulsfolgefrequenz bei jeder Antennenumdrehung.
Im ersten Fall muß die Kompensation kontinuierlich durchgeführt werden, wobei die verschiedenen Echos
eines beliebigen Ziels Impulsen entsprechen, welche in unterschiedlichen Zeitabständen gesendet werden.
Im zweiten Fall ändert sich die Pulsfolgefrequenz, welche während einer bestimmten Anzahl von Folgeperioden
konstant ist, plötzlich bei einem gegebenen Seitenwinkel G. was eine Verbreiterung der Spektren
der Fix-Echos nur in der durch diesen Seitenwinkel bestimmten Richtung mit sich bringt. Die Kompensation
wird lediglich für die Ziele durchgeführt, welche in einem Winkelsektor G+AG festgestellt werden, wobei
A G beispielsweise die Breite des Antennenbündels ist
Die Kompensation wird bei einer bestimmten Anzahl von Echos dieses Ziels durchgeführt, wie wenn die
Änderung der Folgefrequenz fortschreitend stattfinden würde. In diesem Fall ist die mittlere Folgeperiode T
nicht konstant, sondern sie ändert sich.
Fig. 7 zeigt die Werte der Parameter T, Atml, tm für
einen solchen Fall bei einer Änderung der Folgeperiode im Verhältnis 6 : 4. Man »verteilt« dabei diese plötzliche
Änderung auf eine bestimmte Anzahl p, beispielsweise drei Folgeperioden zu beiden Seiten des Änderungszeitpunktes.
Es sind daher (2p) Gruppen von Koeffizienten x„ 0,-zu
bestimmen. Aus F i g. 7 ist ersichtlich, daß die Rechenparameter folgende Werte haben:
Die beschriebene Filteranordnung kann auch bei Puls-Doppler-Radargeräten mit nur einem kohärenten
Detektorkanal und bei Geräten mit analoger Signalverarbeitung angewendet werden; ferner kann die Anzahl
von Probewertentnahmen je Echo im Fall einer digitalen Signalverarbeitung von zwei verschieden sein;
eine wesentliche Voraussetzung besteht darin, daß wenigstens ein kohärenter Detektorkanal sowie Einrichtungen
vorhanden sind, die drei aufeinanderfolgende Echos des gleichen Ziels gleichzeitig verfügbar
machen.
| Itml = | 6 | '„■1 | = 0,15 |
| I ',„2 = | 6 | 'm2 | = 0,6 |
| I ',„3 = | 6 | ',„3 | = 1,35 |
| I t,„4 = | 5 | Ίιι4 | = 1,35 |
| I f»S = | 4 | Ίη5 | = 0,6 |
| fiiib = | 4 | tmt, | = 0,15 |
| woraus sich ergibt | |||
| "^u = | 1 | th | = 0 |
| Λ, = | 0,93 | 01 | = 0,02 |
| >2 = | 0,81 | = 0,09 | |
| *3 = | 0,66 | rh | = 0,22 |
| 'M = | 0,90 | 04 | = 0,22 |
| *5 = | 0,98 | ßs | = 0,17 |
| 'V> = | 1,03 | A. | = 0,04 |
| ,X7 = | I | lh | = 0 |
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Filteranordnung für ein kohärentes Puls-Doppler-Radargerät
mit variabler Pulsfolgefrequenz zur Unterdrückung des Fix-Echo-Spektrums, in welcher
die gewichtete Summe von einer Reihe von im Abstand der Folgeperioden aufeinanderfolgenden
Impulsen gebildet wird und die Wichtungs-Koeffizienten von der Pulsfolgefrequenz abhängen und mit
dieser umgeschaltet werden, dadurch gekennzeichnet,
daß die gewichtete Summe der Differenzen von jeweils zwei im Abstand der Pulsfolgefrequenz aufeinanderfolgenden Impulsen
gebildet wird und die Wichtungs-Koeffizienten, mit welchen die Differenzen multipliziert werden, so
gewähit sind, daß die Differenzen auf solche Werte zurückgeführt werden, welche sie für eine konstante
Pulsfolgefrequenz besäßen.
2. Filteranordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer der konstanten
Pulsfolgeperiode entsprechenden Differenz (Di) die gewichtete Summe der mit einem ersten
Wichtungs-Koeffizienten (λ,) multiplizierten wirklichen Differenz (4,) der gleichen Folgeperiode (i) und
der mit einem zweiten Wichtungs-Koeffizienten (ß) multiplizierten Differenz (Δ,-χ) der vorhergehenden
Folgeperiode (i-1) gebildet wird.
3. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Wichtungs-Koeffizienten
(λ/, β,) den folgenden Gleichungen entsprechen:
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR6920581A FR2050644A5 (de) | 1969-06-19 | 1969-06-19 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2029836A1 DE2029836A1 (de) | 1970-12-23 |
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Family
ID=9036043
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| FR (1) | FR2050644A5 (de) |
| GB (1) | GB1306121A (de) |
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Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2550347B1 (fr) * | 1975-10-29 | 1988-03-04 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux radars doppler a impulsions |
| FR2556104B2 (fr) * | 1975-10-29 | 1988-06-03 | Labo Cent Telecommunicat | Perfectionnements aux radars doppler a impulsions |
| US4057800A (en) * | 1976-06-01 | 1977-11-08 | Grumman Aerospace Corporation | Multi-PRF signal processor system |
| US4488154A (en) * | 1980-04-25 | 1984-12-11 | Raytheon Company | Radar processor |
| DE3033382C2 (de) * | 1980-09-04 | 1982-06-09 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Puls-Doppler-Radar mit einer von Rekursionsfiltern gebildeten Festzeichenunterdrückungsschaltung |
| IT1197641B (it) * | 1983-05-04 | 1988-12-06 | Selenia Ind Elettroniche | Dispositivo per l'identificazione e la soppressione di echi indesiderati di seconda traccia in sistemi radar |
| NL8403758A (nl) * | 1984-12-11 | 1986-07-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Impulsradarapparaat. |
| US5563601A (en) * | 1985-08-16 | 1996-10-08 | Northrop Grumman Corporation. | Two-port synthetic aperature radar system for radar detection of targets |
| US4931800A (en) * | 1989-05-12 | 1990-06-05 | Raytheon Company | Stagger compensated moving target detector |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3508262A (en) * | 1962-01-09 | 1970-04-21 | Gen Electric | Radar system |
| US3480953A (en) * | 1968-05-17 | 1969-11-25 | Us Army | Moving target indicator having staggered pulse repetition frequency |
-
1969
- 1969-06-19 FR FR6920581A patent/FR2050644A5/fr not_active Expired
-
1970
- 1970-06-10 US US45128A patent/US3706990A/en not_active Expired - Lifetime
- 1970-06-17 NL NL7008848A patent/NL7008848A/xx unknown
- 1970-06-17 GB GB2948870A patent/GB1306121A/en not_active Expired
- 1970-06-18 DE DE2029836A patent/DE2029836C3/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US3706990A (en) | 1972-12-19 |
| NL7008848A (de) | 1970-12-22 |
| FR2050644A5 (de) | 1971-04-02 |
| DE2029836B2 (de) | 1979-12-06 |
| DE2029836A1 (de) | 1970-12-23 |
| GB1306121A (de) | 1973-02-07 |
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