DE2714498C1

DE2714498C1 - Verarbeitungsschaltung fuer Seitensichtradarsignale

Info

Publication number: DE2714498C1
Application number: DE2714498A
Authority: DE
Inventors: Pierre Anthouard; Roland Carre
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1976-04-02
Filing date: 1977-04-01
Publication date: 1990-03-01
Anticipated expiration: 1997-04-02
Also published as: IT1212235B; NL185242C; FR2629602B1; NL185242B; US4908625A; FR2629602A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Verarbeitungsschaltung für Seitensicht radarsignale der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 genannten Art.

Eine Seitensichtradaranlage enthält eine oder zwei senkrecht zur Flugachse ausgerichtete Antennen und sendet Impulse aus, die den Erdboden abtasten. Die zurückkommenden Echos enthalten Informationen über die Form des Erdbodens und das Bild ist umso aufschlußreicher, je besser die Auflösung des Systems ist. Senkrecht zur Flugzeugachse wird durch Aussenden sehr kurzer Impulse, etwa durch die Technik der "Impulskompression", eine sehr gute Auflösung erzielt. In Flugrichtung kann eine äquivalente Auflösung nur durch eine geeignete Behandlung des Videosignales des Radarempfängers erreicht werden (IEEE Transactions AES-11 (1975) 3 (Mai) 326-336; DE-AS 21 25 675).

Unter den bestehenden Verarbeitungsschaltungen sind die, die nach der Korrelationsmethode arbeiten, derzeit die einzigen, die eine befriedigende Auflösung erzielen. Aber die Verarbeitung muß wegen der aufwendigen und Platz beanspruchenden Geräte, die nicht mit an Bord des Flugzeuges genommen werden können, auf dem Boden durchgeführt werden.

Die bestehenden Geräte verwenden entweder eine optische Korrelationsmethode, die die Registrierung des Videosignales auf einem lichtempfindlichen Träger, seine Entwicklung und seine Behandlung mit kohärentem Licht mit sehr teuren, empfindlichen und Platz raubenden Geräten erfordert, oder sie verwenden eine digitale Korrelationsmethode, die einen großen Rechner erfordert, in den die im Flug registrierten und kodierten Informationen eingelesen werden. In beiden Fällen kann die Verarbeitung nicht in Echtzeit durchgeführt werden und das Bild des erforschten Geländes wird nicht unmittelbar an Bord während des Fluges erstellt und dem Pilot mitgeteilt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Korrelationsverarbeitungsgerät mit kleinen Abmessungen zu entwickeln, das unter Vermeidung der vorerwähnten Schwierigkeiten an Bord eines Flugzeuges mitgeführt werden kann und eine hohe Auflösung, vergleichbar mit der Auflösung einer optischen Korrelationsmethode, erzielt.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegeben.

Mit der Verarbeitungsschaltung nach der Erfindung ist die Signalverarbeitung in Echtzeit möglich. Erfindungsgemäß ist eine digitale Verarbeitungsschaltung geschaffen, die ein Korrelationsverfahren zwischen der Phase des Empfangssignals und der Phase eines synthetischen Signals durchführt.

Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, die sich auf schematisch dargestellte Ausführungsbeispiele beziehen. Es zeigen:

Fig. 1 und 2 Schaubilder

Fig. 3 ein Übersichtsblockschaltbild einer Verarbeitungsschaltung nach der Erfindung

Fig. 4 und 5 Ausführungsbeispiele von Filter- oder Vorverarbeitungsschaltungen

Fig. 6 den Korrelationsrechner im Detail

Fig. 7 eine Tabelle zur Erläuterung der Wirkungsweise der Korrelationsrechnung

Fig. 8 eine weitere Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung nach der Erfindung.

In Fig. 1 trägt ein Flugzeug A ein Seitensichtradarsystem. Die rechtwinklig zur Flugrichtung ausgerichtete Antenne sendet Impulse aus, die das seitlich zum Flugzeug gelegene Gelände abtasten. Die nacheinander im Verlauf einer Wiederholperiode zurückkommenden Echos stellen das im Antennendiagramm gelegene Bild aus der Sicht des Fluges dar. Je nach Bewegung des Flugzeuges gestatten es die erhaltenen Signale, ein detailliertes Bild des beobachteten Geländes zu erstellen.

Um eine gute Bildqualität zu erzielen, ist es vonnöten, daß das transversale Auflösungsvermögen (d. h. senkrecht zur Flugrichtung) und das longitudinale Auflösungsvermögen (d. h. in Flugrichtung) genügend groß sind und möglichst beide Auflösungen gleich sind.

Die transversale Auflösung hängt von der Impulsdauer der imitierten Impulse ab. Das Aussenden von genügend kurzen Impulsen wird mit Hilfe der Impulskompressionstechnik erreicht und das Abschneiden des Empfangssignals bei kurzen Entfernungen führt zu einer ausreichenden transversalen Auflösung.

Die longitudinale Auflösung hängt vor allem von der Größe der Antennenkeule und von der Verarbeitungsschaltung, die eine künstliche "Bereinigung" der Antennenkeule durchführt, ab.

Beispielsweise ermöglicht eine Antennenkeule mit einem Öffnungswinkel von 35 Milliradianen bei einer Entfernung von 2 km eine longitudinale Auflösung von 70 m ohne Bereinigungsverarbeitung. Die Emission von Impulsen von einer Dauer von 30 Nanosekunden ermöglicht eine Transversalauflösung von 5 m bei jeder Entfernung. Mit der dem Radar zugeordneten Verarbeitungsschaltung kann für die longitudinale Auflösung der gleiche Wert erzielt werden.

In Fig. 1 ist das Flugzeug A und die Antennenkeule Fa dargestellt. Ein auf dem Erdboden befindliches Objekt durchquert die Antennenkeule während der Fortbewegung des Flugzeuges und beschreibt in Bezug auf das Flugzeug eine geradlinige Bahn, die durch die Achse x′, x dargestellt ist. Das Objekt tritt bei Punkt C in die Keule ein und bei Punkt B wieder aus. Der Punkt O ist der Lotfußpunkt des Flugzeuges A auf die Achse x′, x. Der Abstand D = AO ist der Minimalabstand. Jeder andere Abstand D′ = AP zwischen dem Flugzeug und dem Objekt, das auf der Achse x′, x liegt, ist größer als D. Zwischen dem Moment, in dem das Objekt in die Keule eintritt (Punkt C) und dem Punkt, an dem es wieder austritt (Punkt B) ändert sich der Abstand nach einem quadratischen Gesetz:

wobei der Ursprung von x bei Punkt O gewählt wurde.

Zwischen den Momenten des Aussendens und des Empfangens der Radarsignale hat sich die Phase eines Signals mit der Wellenlänge λ um den Wert ϕ geändert:

ϕ = 4f D/λ.

Folglich ändert sich die Phase ϕ des von dem Objekt reflektierten Impulses nach einem quadratischen Gesetzt der Form:

d = ϕ _o + Bx².

Diese Abhängigkeit ist in Fig. 2 dargestellt. Die Dopplerfrequenz des Bodenechos, die gleich der Ableitung der Phase nach der Zeit ist, folgt einer linearen Abhängigkeit f _d mit einem Nulldurchgang, wenn das Objekt sich im Punkt O befindet. Das Empfangssignal wird kohärent demoduliert, es behält seine Phase und seinen Betrag ρ (t) bei:

S(t) = ρ (t) eⁱ ϕ ^(t).

Die Amplitude ρ (t) ist eine Funktion des Antennengewinns. Die Verarbeitungsschaltung nach der Erfindung führt die Korrelation dieses Signales mit einem Referenzsignal (SR) durch, dessen Phase R (t) einer aquadratischen Abhängigkeit folgt:

wobei 2t _o die Zeit des Durchquerens der Keule für ein Punktecho ist. Dank der Korrelation erhält man, gemessen an der großen Antennenkeule, eine sehr kleine effektive Spitze. Wie bei der Verarbeitung durch optische Korrelation wird eine maximale theoretische Auflösung, die gleich der Länge einer Antennenhalbwelle ist, erzielt.

Bestimmte Verarbeitungsschaltungen werden verwendet, um diese Korrelation in Echtzeit durchzuführen. Das Bordradar ist ein Impulsradar und jede Wiederholperiode ist eingeteilt in Entfernungsabschnitte mit einer Wiederholhäufigkeit der Entfernungsabschnitte, die im wesentlichen gleich der Dauer des Impulses ist, um keine Information des Entfernungsradars zu verlieren. Es ist vorteilhaft, Videosignale in Form von digitalkodierten Abtastwerten zu verwenden.

Für jeden Entfernungsabschnitt und im Laufe der aufeinanderfolgenden Wiederholperioden verfügt man für jedes Echo über eine bestimmte Anzahl von aufeinanderfolgenden Abtastwerten, die durch den Amplitudenwert ρ und den Phasenwert ϕ charakterisiert sind.

Das Bezugssignal, mit dem die Korrelation durchgeführt wird, dessen Amplitudenbetrag konstant ist (der Einfachheit halber im folgenden gleich eins gesetzt) und dessen Phase einer quadratischen Abhängigkeit folgt, setzt sich ebenfalls aus aufeinanderfolgenden Abtastwerten zusammen. Für die Korrelationsoperation kann folglich geschrieben werden:

wobei 2N + 1 = M die Anzahl der Abtastwerte des Bezugssignales ist, die mit der gleichen Anzahl von Abtastwerten des Empfangssignals korreliert werden. Diese Korrelationsoperation erfordert, um einen Wert des Signales S (n) zu erhalten, die Abspeicherung von M Wiederholungen des Empfangssignals und Schaltkreise zur Berechnung von S (n) für jeden Enfernungsabschnitt im Laufe jeder Radarwiederholperiode.

Die Anwendung einer geeigneten Quantifizierung der Differenz ϕ-R ermöglicht es, sich von all diesen raschen Multiplikationsvorgängen zu befreien, die theoretisch notwendig sind, und ermöglicht die Verarbeitung in Echtzeit.

Das bereinigte Echo, das einfach durch Korrelation erhalten wird, besitzt erheblich Nebenmaxima, da die erhaltene Korrelationsfunktion die Form sin x/x besitzt. Um den Einfluß dieser Nebenmaxima zu reduzieren und auch um die Abtastfrequenz zu verringern, ohne dabei einer Verkleinerung des Signal/Rausch-Verhältnisses in Kauf nehmen zu müssen, wird das Empfangssignal vor der Korrelation einer digitalen Tiefpaß-Filterung durch nicht-rekursive Summierung der Abtastwerte unterzogen.

Darüber hinaus erfordert die digitale Behandlung mehrere Quantifizierungen, um die Schaltkreise und damit die Speicher- und Rechengeräte klein zu halten, nämlich die Quantifizierung des Eingangssignals der Werte X und Y, der Amplitude ρ, der Phase d und der Differenz ϕ-R.

Fig. 3 zeigt ein Übersichtsblockschaltbild einer Verarbeitungsschaltung nach der Erfindung.

Die Zwischenfrequenzsignale, die vom Radarempfänger kommen, gelangen an den Eingang E des Gerätes. Am Ausgang S des Gerätes werden die gerechneten Abtastwerte der Korrelationsfunktion für jeden Entfernungsabschnitt jeder Wiederholungsperiode erhalten. Die digitalen Abtastwerte können registriert oder auf dem Schirm eines Kathodenstrahloszillographen dargestellt werden, dessen Zeilenkippfrequenz synchron mit dem Abtasten der Entfernungsabschnitte des Radars und proportional der Geschwindigkeit des Flugzeuges ist. Die Bilder des Erdbodens können danach durch eine vor dem Bildschirm angeordnete Kamera auf einem lichtempfindlichen Film registriert werden.

Die Eingangssignale werden zwei identischen Amplituden-Phasen- Detektoren 10 und 20 zugeleitet. Der Detektor 20 erhält ein Sinus referenzsignal direkt von einem Oszillator 1, der eine zum Radarsender kohärente Phase besitzt. Der Detektor 10 erhält dasselbe Referenzsignal, jedoch über einen 90°-Phasenschieber 2. Die Frequenz des Oszillators 1 ist gleich der Zwischenfrequenz der Eingangssignale E. Die Signale X und Y, die von den Detektoren 10 und 20 geliefert werden, sind daher Videofrequenzsignale.

Danach werden die Signale den A/D-Wandlern 11 und 21 zugeführt, in denen sie in digitale Form umgesetzt werden. Radar mit Entfernungs feinauflösung, die durch das Aussenden von kurzen Impulsen erreicht wird, erfordert eine hohe Kodiergeschwindigkeit. Angesichts der für die Analog-Digital-Umsetzung notwendigen Zeit kann es sich notwendig erweisen, pro Kanal mehrere Wandler und ein System zur Verteilung der Signale durch Zeitmultiplexierung einzusetzen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit zeigt Fig. 3 nur einen einzigen D/A-Wandler pro Kanal.

Diesen Wandlern sind identische Tiefpaßfilter 12 und 22 für beide Kanäle zur Vorbehandlung der Signale nachgeschaltet. Diese Vorbehandlung besteht aus einer digitalen Tiefpaßfilterung. Diese modifiziert das Amplitudenspektrum unter Beibehaltung der Phase der Signale, um den Einfluß der Nebenmaxima und der zugehörigen Echos abzuschwächen. Sie ermöglicht darüber hinaus eine Teilabtastung, d. h. eine Verringerung der Kodierfrequenz ohne eine Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses oder den Verlust der Eindeutigkeit in Kauf nehmen zu müssen im Vergleich mit dem Fall, bei dem alle Abtastperioden verwertet würden. Diese Schaltungen enthalten Zwischenspeicher, Schieberegister von der Länge, die der Zahl der zu verarbeitenden Entfernungsabschnitte entspricht, und Rechnerschaltungen (Addition, Subtraktion). Diese Schaltkreise werden anhand der Fig. 4 und 5 genauer beschrieben.

Die Ausgangssignale der digitalen Tiefpaßfilter 12 und 22 werden an den Eingang eines Rechners 3 zur Umwandlung von kartesischen Koordinaten in Polarkoordinaten gegeben, welcher Rechner an seinem Ausgang die Amplitude ρ und die Phase ϕ des kodierten und vorbehandelten Empfangssignals liefert.

Die digitalen Komponenten ρ und ϕ werden jeweils den Umkodieren 13 und 23 zugeführt, zu dem Zweck, die Zahl der zu speichernden Bits für jeden Abtastwert der Phase und der Amplitude zu reduzieren.

Der Amplitudenumkodierer 23 führt annähernd eine Umkodierung nach dem Logarithmus zur Basis 2 durch. Diese Operation kann wie folgt dargestellt werden: dem Amplitudenbetrag ρ, der sich schreiben läßt als

ρ = 2^K (1 + α) mit α ε [0,1[,

ordnet der Umkodierer den Wert p ′ = K + α zu. Die Genauigkeit, mit der der Wert α bestimmt ist, ist eine für die Umkodierung charakteristische Größe.

Der Phasenumkodierer 13 führt eine Umkodierung nach m Phasenabschnitten durch, was durch folgende Operation dargestellt werden kann: dem Eingangsphasenwert ϕ ordnet der Umkodierer die Zahl p zu, die zwischen 0 und m-1 liegt, so daß für die Phase ϕ gilt:

Das bedeutet, daß das Intervall (0,2f ) in m gleiche Intervalle mit Nummern von 0 bis m-1 geteilt wird und jedem Wert der Phase ϕ die Nummer des Intervalles zugeordnet wird, in das er fällt.

Diese Umkodierer ermöglichen, je nach der gewünschen Genauigkeit, an die Speicher 14 und 24 Phasen- und Amplitudenworte von einer Länge von nur 3 bis 4 Bits zu übergeben.

Ein System zur Korrektur von Umkodierungsfehlern kann vorgesehen werden. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist ein derartiges System in Fig. 3 nicht dargestellt. Es wird jedoch anhand der Fig. 8 weiter unten beschrieben.

Die Speicher 14 und 24, die vor dem Schaltkreis 4 gesteuert werden, speichern die Phasen- und die Amplitudenworte für jeden Entfernungsabschnitt einer Anzahl von Wiederholperioden entsprechend der Größe des zurückerhaltenen Antwortsignales. Beispielsweise erfordert die Darstellung eines 5 km ausgedehnten Geländebandes mit einem Auflösungsvermögen von 5 × 5 m, unter Berücksichtigung der Signalvorbehandlung und der Umkodierung der Amplitude und der Phase, eine Speicherkapazität von etwa 2,5 Megabits.

Diese Speicherplätze werden so angesteuert, daß die neuen, jedem Entfernungsabschnitt einer neuen Wiederholperiode entsprechenden Informationen in Zeilen eingeschrieben werden, nachdem alle im Laufe der vorangegangenen Wiederholperioden erhaltenen Informationen um eine Zeile verschoben werden. Das Auslesen erfolgt spaltenweise, d. h., daß alle Informationen, die dem gleichen Entfernungsabschnitt entsprechen, nacheinander nichtzerstörend ausgelesen und dem Korrelationsrechner 5 zugeführt werden.

Bevor sie jedoch in den Korrelationsrechner 5 gelangen, werden die aus den Speichern ausgelesenen Daten einer Rückkodierung in den Rückkodierern 15 und 25 unterworfen, die die zu den Operationen der Umkodierer 13 und 23 inversen Operationen durchführen. Daraus folgt, daß nach der Rückkodierung jede Information mehr Bits als die entsprechende abgespeicherte Information enthält. Der Rückkodierer 15 berechnet die Phase ϕ = p, wobei p der aus dem Phasenspeicher 14 ausgelesene Wert ist. Der Rückkodierer 25 für die Amplitude berechnet ρ = 2^K (1 + α ) ausgehend vom Wert K + α, der aus dem Amplitudenbetragspeicher ausgelesen wurde, wobei K der ganzzahlige Anteil und α der Teil nach dem Komma ist, so daß α einen Wert zwischen 0 und 1 einnimmt.

Synchron zum Auslesen der Speicher 14 und 24 erzeugt eine Schaltung 6 Abtastwerte der Phase R des Bezugssignales. Diese Abtastwerte folgen einem quadratischen Gesetz, wie eingangs erwähnt. Sie stellen sich dar als eine Folge von Zahlen k · i², modulo 2π, wobei k eine Zahl ist, die vom Entfernungsradar abhängt, also von der Nummer des behandelten Entfernungsabschnittes, und i die Nummer der Abtastung ist. Der Wert von k kann sich für jeden Entfernungsabschnitt ändern; in diesem Fall gibt es ebensoviele Werte für k wie Entfernungsabschnitte oder aber die Anzahl der Worte von k ist kleiner als die Zahl der Entfernungsabschnitte. Dabei wird jeder Wert k einer Gruppe von Entfernungsabschnitten zugeordnet, wodurch die Konzeption des Generators 6 des Bezugssignales vereinfacht werden kann.

Dieser Bezugssignalgenerator besteht aus einer Rechnerschaltung, die die Multiplikation k × i² für jeden Entfernungsabschnitt ausgehend von einem gespeicherten Phasenschritt k durchführt. Er kann auch aus einem programmierten Festwertspeicher, der synchron mit den Speichern 14 und 24 ausgelesen wird, bestehen.

Die erste Lösung besitzt jedoch den Vorteil, daß die entsprechenden Geräte kleiner sind.

Der Korrelationsrechner 5 erhält danach einerseits nacheinander die Abtastwerte des Amplitudenbetrages ρ und der Phase ϕ, die aus den Speichern ausgelesen und zurückkodiert werden und die den unterschiedlichen Entfernungsabschnitten des Radars entsprechen und andererseits die Bezugssignale der Phase R, mit denen diese Folgen korreliert werden. Der Korrelationsrechner liefert danach an seinem Ausgang nach jeder Rechnung gleich viele Abtastwerte der Korrelationsfunktionen wie Entfernungsabschnitte vorhanden sind.

Die Behandlung der verschiedenen Entfernungsabschnitte erfolgt sequentiell. Im folgenden wird nur für einen davon die Funktionsweise der Verarbeitungsschaltung beschrieben, während die anderen identisch, jedoch mit einer gewissen Zeitverzögerung, behandelt werden.

Jeder Abtastwert, der in einem Entfernungsabschnitt errechneten Korrelationsfunktion wird in Form seiner kartesischen Komponenten X′ Y′ erhalten. Diese Komponentenwerte werden den Tiefpaßfiltern 16 und 26 zugeführt, die analog den Tiefpaßfiltern 12 und 22 der Vorbehandlung arbeiten. Diese Tiefpaßfilter vermindern das Rauschen, das auf die verschiedenen im Verlaufe der Verarbeitung erfolgten Quantifizierungen zurückzuführen ist, was bis zu dieser Verarbeitungsstufe weiter besteht. Danach dienen die bereinigten Komponentenwerte zur Berechnung des Amplitudenbetrages der Korrelations funktion in einer Rechenschaltung 7. Diese Rechenschaltung 7 führt die Operation aus:

ρ ′ =

entweder nach digitaler Rechnung oder mit Hilfe eines Festwertspeichers mit zwei Eingängen.

Der Amplitudenbetrag ρ ′, der in digitaler Form geliefert wird, kann direkt ausgewertet werden, entweder, indem ein Bild des Geländes nach einer Analogumwandlung dargestellt wird oder indem die Werte gespeichert werden.

Bevor die Wirkungsweise des Korrelationsrechners 5, der das Herz der Verarbeitungsschaltung bildet, näher erläutert wird, werden zunächst einige Ausführungsbeispiele der Vorbehandlung- oder Filterschaltung vorgestellt, die in der Fig. 3 mit den Bezugszeichen 12, 22, 16 und 26 dargestellt sind.

Fig. 4 zeigt ein digitales Tiefpaßfilter. Es handelt sich um ein nichtrekursives Filter. Dieses Filter liefert eine Linearkombination mehrerer aufeinanderfolgender Werte.

Es enthält eine Verzögerungsleitung 100 mit einem Eingang und beispielsweise sechs Ausgänge, sieben Impedanzwandlern 101 bis 107, die an den Eingang und an die Ausgänge der Verzögerungsleitung 100 angeschlossen sind, sowie einen Addierer 110, der die Ausgangssignale der Impedanzwandler addiert. Die Eingangssignale gelangen an die Klemme 120, die mit der Verzögerungsleitung 100 verbunden ist, und die Ausgangssignale, die vom Addierer 110 geliefert werden, können an der Ausgangsklemme 130 abgenommen werden. Die Verzögerung zwischen dem Eingang der Verzögerungsleitung 100 und dem ersten Ausgang oder die Verzögerung zwischen zwei benachbarten Ausgängen ist gleich der Wiederholperiode der Radarimpulse, so daß alle aufeinanderfolgenden Werte, die in einem gegebenen Zeitpunkt in der Verzögerungsleitung vorliegen, zu demselben Entfernungsabschnitt gehören.

Ein solches Filter kann statt aus analogen auch ausschließlich aus digitalen Schaltkreisen bestehen.

In diesem Fall besteht die Verzögerungslinie 100 aus einem Schieberegister oder einer "CCD"-Eimerkettenschaltung, wobei die Impedanzwandler 101 bis 107 durch digitale Multiplikationsschaltungen ersetzt werden. Der Addierer 110 arbeitet ebenfalls digital.

Die Verwendung eines rekursiven Filters wäre vorteilhafter gewesen, da es weniger Schaltkreise und weniger Abtastwerte benötigt. Aber die Phasenbeziehung wird durch ein solches Filter nicht linear übertragen. Die Phase ist jedoch der wesentliche Wert für die Korrelationsoperation. Daraus folgt, daß die Übertragung der Phaseninformation zwischen dem Empfänger und der Verarbeitungsschaltung so linear wie möglich sein muß. Aus diesem Grunde wurde ein nichtrekursives Filter verwendet.

Die Fig. 5 zeigt eine Variante des vorher beschriebenen Filters, nach der die Anzahl der der Korrelationsschaltung zugeführten Abtastwerte weiter verringert werden kann. In diesem Fall besitzt die Verzögerungsleitung 200 beispielsweise nur zwei Ausgänge und ist an drei Verstärker 201, 202 und 203 angeschlossen, denen ein digitaler Addierer 204 nachgeschaltet ist. Die Ausgangssignale des Addierers 204 gelangen über ein Tor 205 an die Ausgangsklemme 230. Dieses Tor öffnet nur für jeden dritten Abtastwert, um die Zahl der zu speichernden Abtastwerte auf ein Drittel zu reduzieren. Das Tor wird über einen Schaltkreis 206 gesteuert, der die an seinem Eingang 210 gelangenden Synchronisationsimpulse durch drei dividiert.

Die Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild des Korrelationsrechners 5.

Die Phasenwerte d und die Amplitudenbetragswerte ρ, die aus den Speichern 14 und 24 ausgelesen und dekodiert werden, werden an die Eingänge 500 der Korrelationsschaltung 5 gelegt. Die Phasenwerte ϕ gelangen an einen Differenzbilder 501, der außerdem das Bezugssignal R vom Generator 6 erhält. Der Differenzwert zwischen d und R wird im Umkodierer 502 umkodiert auf eine bestimmte Anzahl Phasenabschnitte (z. B. acht Phasenabschnitte). Das Ergebnis der Umkodierung wird als Achse für einen Festwertspeicher 503 verwendet, dessen Programmierung in Fig. 7 dargestellt ist.

Gleichzeitig gelangt die Amplitude des Abtastwertes ρ an die Register 505, 506, 507 und 508. Diese Register können den neuen Wert ρ zu ihrem Speicherinhalt addieren (+) oder davon subtrahieren (-) oder ihn ignorieren (0).

Es gibt viermal weniger Register als kodierte Phasenwerte für die Berechnung jeder der beiden Komponenten des Korrelationssignales. Wenn alle gespeicherten Abtastwerte für einen Entfernungsabschnitt auf diese Weise behandelt sind, wird der Inhalt jedes Register mit dem Cosinus oder Sinus der entsprechenden Phase multipliziert und die verschiedene Resultate werden summiert, um die Komponenten eines Abtastwertes des Korrelationssignales zu erhalten.

So wird der Inhalt des Registers 505 einem Multiplikator 515 zugeführt, der diesen mit dem Wert 1=cos 0=cos 180° multipliziert. Ebenso wird der Inhalt des Registers 506 im Multiplikator 516 mit 0,707=cos 45°=-cos 135°=-cos 225°=cos 315° multipliziert. Die Addition der von den Multiplikatoren erhaltenen Resultate ergibt die Komponente

X′ = Σρ cos ( d-R )

des korrelierten Signales für die acht kodierten Werte, die aus der linken Spalte der Tabelle der Fig. 7 ersichtlich sind.

In gleicher Weise wird der Inhalt des Registers 507 mit 1=sin 90°=-sin 270° und der Inhalt des Registers 508 mit 0,707=sin 45°=sin 135°=-sin 225°=-sin 315° multipliziert. Die Summe der von den Multiplizierern 517 und 518 erhaltenen Signale wird im Addierer 520 gebildet und ergibt die Komponente

Y′ = Σρ sin ( d-R )

des korrelierten Signales für acht kodierte Werte.

Die Komponenten X′ und Y′ werden erhalten als Produkte des Amplitudenbetrages ρ mit einer begrenzten Anzahl von Werten sin ( ϕ-R ) und cos ( ϕ-R ), da die Differenz d-R auf eine begrenzte Anzahl von Phasenintervallen umkodiert wurde.

Indem acht jeweils um 45° versetzte Phasenintervalle gewählt wurden, sind die Werte von sin ( d-R ) und cos ( ϕ-R ) entweder gleich 0±1 oder ±0,707. Der Festwertspeicher 503 faßt die Amplitudenbeträge, die mit cos ( ϕ-R ) = +1 oder 0 multipliziert werden, im Additions-Subtrationsregister 505 und diejenigen, die mit cos ( d-R ) = ±0,707 multipliziert werden, im Additions-Subtraktions register 506 zusammen. Das Produkt mit den Sinuswerten wird in gleicher Weise erhalten, indem die Werte ρ in den Additions- Subtraktions-Registern 507 und 508 zusammengefaßt werden. Auf diese Weise ist die Anzahl der Berechnungen für jeden Abtastwert der Korrelationsfunktion auf zwei reduziert. Dank dieser Methode kann auf zahlreiche Schnellmultiplikationen verzichtet werden, die bei einer Korrelation ohne Quantifizierung erforderlich wären.

Die Berechnungen können folglich in Echtzeit durchgeführt werden.

Fig. 8 zeigt eine Fehlerkorrekturschaltung zur Korrektur der bei der Quantifizierung aufgetretenen Fehler, um das Rauschen und die Anzahl der Fehler, die beim Umkodieren vor dem Abspeichern entstehen, zu vermindern.

Addierer 603 und 604 sowie der Koordinatenumwandler 3 sind den Filtern 12 und 22 nachgeschaltet. Diese Schaltungen fügen zu den Signalwerten X und Y Korrekturwerte hinzu, um die durch die Quantifizierung und Umkodierung entstandenen Fehler zu kompensieren. Zu diesem Zweck stellt ein Rechner zur Umwandlung von Polarkoordinaten in kartesische Koordinaten 600 die Werte X und Y nach der Umkodierung in 13 und 14 wieder her. Diese Signale werden mit den gleichen X- und Y-Signalen am Ausgang der Filter 12 und 22 mit Hilfe der Korrekturschaltungen 601 und 602, die an die Addierer 603 und 604 Korrekturwerte übermitteln, verglichen.

Mit dem Verarbeitungssystem nach der Erfindung können Ergebnisse erzielt werden, die vergleichbar sind mit einem System, das keine Quantifizierung benutzt.

Dagegen kann das beschriebene System in Echtzeitverarbeitung betrieben werden und gestattet beispielsweise ein Geländeband mit 5 km Ausdehnung mit einer Auflösung von 5 × 5 m darzustellen, wobei die erforderlichen Geräte nur einen Raum von ca. 50 dm³ einnehmen. Geräte dieses Volumens können an Bord mitgeführt werden.

Das beschriebene Verarbeitungssystem kann beim Bord-Seitensichtradar eines Flugzeuges Verwendung finden. Es kann auch auf dem Erdboden verwendet werden, um das im Flugzeug registrierte und per Funk übermittelte Video-Radarsignal auszuwerten. In diesem Fall kann an Bord eine Vorverarbeitung vorgesehen sein, um die Menge der zu registrierenden und zu übermittelnden Daten zu reduzieren.

Die Erfindung findet insbesondere Anwendung in der Radar-Kartographie.

Claims

1. Verarbeitungsschaltung für Seitensichtradarsignale mit Mitteln zur Abtastung und digitalen Kodierung der Phase ϕ und der Amplitude ρ der von dem Radarempfänger gelieferten Signale, mit Mitteln zum Abspeichern der während einer bestimmten Anzahl M aufeinanderfolgenden Wiederholperioden empfangenen Signale und mit einem Generator zur Erzeugung von M digitalen Abtastwerten der Phase R _i eines synthetischen Bezugssignales mit konstantem Amplitudenbetrag, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Rechner (5), um zu jeder Wiederholperiode und für jeden Entfernungsabschnitt mit der Ordnungszahl i die Summen ausgehend von 2M im Laufe von M der Phase und der Amplitude der vorausgegangenen Wiederholperioden gespeicherten Abtastwerten und M folgenden und entsprechenden Abtastwerten R _i des Bezugssignales zu berechnen sowie eine Schaltung zur Berechnung des Amplitudenbetrages des Signales, aus dessen um 90° verschobenen Komponenten X′ und Y′ aufweist.

2. Verarbeitungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß Speichern (14, 24) Umkodierer (13, 23) vorgeschaltet sind, um die Zahl der für jeden Abtastwert der Phase und der Amplitude zu speichernden Bits zu reduzieren und daß Rückkodierer (15, 25) zwischen die Speicher (14, 24) und den Rechner (5) geschaltet sind, um die ursprünglichen, d. h. die Werte vor der Umkodierung, wieder herzustellen.

3. Verarbeitungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umkodierer (23) für die Amplitudenwerte ρ Mittel zur Berechnung von ganzen Zahlen K und Zahlen α zwischen 0 und 1 aufweist, so daß ρ = 2_K (1+α ) ist und anstelle des Wertes ρ ein Abtastwert K + α geliefert wird und daß der Rückkodierer (25) Mittel zur Berechnung von ρ ausgehend von K + α besitzt.

4. Verarbeitungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umkodierer für die Phasenwerte (13) Mittel zur Berechnung einer ganzen Zahl p zwischen 0 und m-1 enthält, so daß die Phase ϕ in dem Intervall enthalten ist und die Zahl p anstelle der Phase ϕ geliefert wird und daß der Rückkodierer (15) eine Schaltung zur Berechnung der Phase ϕ = p · besitzt.

5. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (6) zur Erzeugung der Abtastwerte des Bezugssignals eine Rechnerschaltung zur Berechnung des Wertes k · i² für jeden Entfernungabschnitt und für jede Wiederholperiode enthält, wobei k eine von dem betrachteten Entfernungsabschnitt abhängige Zahl und i eine ganze Zahl zwischen -N und +N.

6. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (6) zur Erzeugung des Bezugssignales einen programmierten Festwertspeicher enthält, der synchron zu den Speichern der Abtastwerte der Phase und der Amplitude (14, 24) ausgelesen wird.

7. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß digitale Tiefpaßfilter (12, 22) den Speichern (14, 24) vorgeschaltet sind, um die Folgegeschwindigkeit der zu verarbeitenden Information zu verringern.

8. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß digitale Tiefpaßfilter (16, 26) dem Rechner (5) nachgeschaltet sind.

9. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner (5) einen Differenzbilder (501) aufweist, der einerseits die Phasenwerte ϕ _i aus dem Phasenspeicher (14) und andererseits die Phasenwerte R _i des Bezugssignales erhält und daß Mittel zur Berechnung der Summe von M aufeinanderfolgenden Produkten der aus dem Amplitudenspeicher (24) ausgelesenen Abtastwerte der Amplitude ρ _i mit dem Cosinus und dem Sinus der Differenz von ϕ _i-R _i vorgesehen sind.

10. Verarbeitungsschaltung nach Anspruch 0, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Berechnung der Summe der Produkte folgende Elemente umfassen:

a) mindestens zwei Additions-Subtraktions-Register (505 bis 508, Fig. 6),
b) einen Phasenwert-Umkodierer (502) zur Umschreibung jedes von Differenzbilder (501) gelieferten Wertes ϕ _i-R _i auf eine Nummernreihe gleicher, zwischen 0 und 2π liegender Winkelintervalle,
c) eine Steuerungseinheit (503) für die Additions-Subtraktions- Register, die entsprechend den vom Umkodierer (502) gelieferten Werten die Hinzuaddierung zum Registerinhalt, die Subtraktion davon oder die Ignorierung der Amplitudenwerte ρ _i steuert,
d) zwei Paare von Multiplikatoren (515 bis 518), die an die Register angeschlossen sind, um ihren Inhalt mit den von Null verschiedenen Sinus- und Cosinuswerten, entsprechend den von dem Umkodierer gelieferten Zahlen, zu multiplizieren,
e) einen ersten, an die Ausgänge der Hälfte der Multiplikatoren (515 und 516) angeschlossenen Addierer (519) zur Berechnung des Wertes X′ = ΣR _i cos ( d _i-R _i ) und
f) einen zweiten, an die übrigen Multiplikatoren (517, 518) angeschlossenen Addierer (520) zur Berechnung des Wertes Y′ = Σρ _i sin ( ϕ _i-R _i ).

11. Verarbeitungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Schaltung zur Korrektur von Quantifizierungsfehlern aufweist.