FR2629602A1 - Dispositif de traitement des signaux d'un radar a vision laterale, et systeme radar comportant un tel dispositif - Google Patents

Abstract

L'invention concerne des dispositifs de traitement par corrélation des signaux délivrés par un système radar à vision latérale. Les signaux du radar reçus au cours de M récurrences successives dans chaque case de distance, sont échantillonnés, codés et mémorisés sous forme d'une suite d'échantillons de module rhoi et d'une suite d'échantillons de phase phii . Le dispositif effectue la corrélation avec une suite d'échantillons thetai d'une réplique synthétique en calculant, à chaque récurrence le module d'un vecteur dont les composantes sont : (CF DESSIN DANS BOPI) Application à la cartographie radar.

Description

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l'invention concerne des dispositifs de traitement des signaux d'un radar à vision latérale, et plus particulièrement des dispositifs de traitement par corrélation permettant de mettre en évidence les échos de sol reçus par le radar, en vue notamment de dresser une carte détaillée du sol.

Un radar à vision latérale comporte une ou deux antennes poin-

tdes dans une direction perpendiculaire à l'axe de l'avion, et émet des impulsions qui balayent le sol. Les échos en retour contiennent des informations relatives au sol et l'image du sol qui pourra 9tre formée sera d'autant plus intéressante que la résolution du système sera

meilleure. Dans le sens perpendiculaire à l'axe de l'avion, une réso-

lution transversale fine est obtenue par l'émission dL'impulsions brèves

au moyen par exemple de la technique dite de "compressioni d'impulsions".

-Dans le sens du déplacement de l'avion, une résolution équivalente ne peut-pas être obtenue autrement que par un traitement approprié du

signal:vidéo délivré par le récepteur du radar.

Parmi les dispositifde traitement existant,ceux qui utilisent

un procédé de corrélation sont les seuls à l'heure actuelle qui per-

mettem% d'obtenir une résolution suffisamment fine. Mais le traite-

ment doit être effectué au sol à cause de la complexité et de l'en-

combrement du matériel qui ne peut pas être embarqué.

Ces dispositifs existant utilisent, soit un procédé de corréla-

tion optique qui nécessitent l'enregistrement du signal vidéo sur un support photosensible, son développement et son traitement en lumière cohérente dans un appareillage extrêmement sophistiqué certes, mais aussi coOteux, fragile et encombrant, soit un procédé de corrélation numérique utilisant un véritable ordinateur recevant les informations enregistrées en vol et codées. Dans les deux cas le traitement ne peut pas s'effectuer en temps réel et l'image du terrain exploré ne peut être présentée au pilote ni exploitée immédiatement à bord de l'avion en vol. Un objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un

dispositif de traitement par corrélation qui ne présente pas les in-

convénients précédents, et qui a l'avantage de pouvoir être embarqué à bord de l'avion sous un faible volume tout en permettant d'c-+;r

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une résolution fine et comparable à celle d'un dispositif de traite-

ment par corrélation optique.

Un autre objet de l'invention est la mise en oeuvre d'un disposi-

tif de traitement numérique utilisant un procédé de corrélation entre la phase des signaux reçus et celle d'une réplique synthétique. Un autre objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un dispositif de traitement numérique fonctionnant en temps réel et pouvant être embarqué à bord d'un-avion, un laboratoire spatial ou un satellite. Suivant une caractéristique de l'invention, un dispositif de traitement des signaux d'un radar à vision latérale, comportant des moyens d'échantillonnage et de codage sous forme numérique de la phase et de l'amplitude des signaux vidéo délivrés par le récepteur du radar, des moyens de mise en mémoire des échantillons reçus et codés au cours d'un nombre déterminé n de récurrences, est

caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de production de n échan-

tillons numériques de la phase d'un signal synthétique dénommée "ré-

plique", des moyens de lecture, pour chaque tranche de distance, des 2 n échantillons en mémoire, des moyens de multiplication de chaque échantillon de module lu par le sinus et le cosinus de la différence entre les échantillons correspondant de la phase du signal et de la

phase de la réplique, des moyens de sommation séparés des termes ain-

si obtenuset des moyens de calcul du module du vecteur donc les com-

posantes cartésiennes sont les sommes des termes précédemment effec-

tués, le module obtenu représentant l'amplitude d'un écho dans une case de distance déterminée, l'opération étant répétée, à toutes les

récurrences, pour toutes les cases de distance.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront pré-

sentés dans la description qui suit, illustrée par les figures qui re-

présentent: - les figures 1 et 2,des diagrammes explicatifs,

- la figure 3, un schéma synotique général du dispositif de trai-

temnent conforme à l'invention, - les figures 4 et 5, des exemples de réalisation des circuits de

filtrage ou de prétraitement.

3 2629602

- la figure 6,le détail des circuits de calcul corrélation,

- la figure 7, un diagramme expliquant le fonctionnement du cir-

cuit de calcul, - la figure 8, un perfectionnement du dispositif de traitement suivant l'invention. Soit un avion A (fig 1) transportant un système radar à vision latérale. L'antenne orientée perpendiculairement à la direction de

déplacement de l'avion émet des impulsions qui balaye le terrain si-

tué latéralement à l'avion. Les échos qui reviennent successivement, au cours de chaque récurrence, représentent l'image de la position de

vol situé dans le diagramme de l'antenne. Au fur et à mesure du dé-

placement de l'avion, les signaux reçus permettent de reconstituer

une image très détaillée de la région observée.

Pour obtenir une bonne qualité de l'image, il faut que les réso-

lutions transversales ( c'est-à-dire dans la direction perpendiculai-

re à la direction de déplacement de l'avion) et longitudinales c'est-

à-dire dans la direction de déplacement de l'avion) soient fines et

identiques de préférence.

La résolution transversale dépend de la durée des impulsions émises. L'émission d'impulsions brèves est obtenue au moyen de la technique dé compression d'impulsions et le découpage du signal de réception en cases de distance étroites permet d'obtenir une résolution

transversale suffisante.

ILa résolution longitudinale ou "en route" dépend plut8t de la

largeur du faisceau d'antenne et du dispositif de traitement qui réa-

lise un affinage synthétique du faisceau.

A titreindicatif, un faisceau ayant une ouverture de 35'milli-

radians permet d'obtenir une résolution longitudinale de 70 m à une distance de 2 kms sans traitement d'affinage, alors que l'émission

d'impulsions de 30 nanosecondes permet d'obtenir une résolution trans-

versale de 5 m à toutes distances. Le dispositif de traitement associé

au radar permet d'obtenir une résolution longitudinale du même ordre.

On a représenté sur la figure 1, l'avion 1 et le faisceau d'an-

tenne Fa. Un objet situé au sol, traverse le faisceau d'antenne,

pendant le passage de l'avion, en décrivant une trajectoire rectili-

gne représentée par l'axe x' x, par rapport à l'avion A. L'objet dé-

tecté entre dans le faisceau au point C et en ressort au point B. Le

point 0 représente la projection du point A (avion) sur l'axe x'x.

La distance D= A0 est minimum. Toute autre distance D'= AP entre l'avion et un objet situé sur l'axe x'x est plus grande que D. Entre l'instant o l'objet au sol entre dans le faisceau (point C),et l'instant o il en sort (point B), la distance D' varie suivant une loi quadratique:

D' D +..

2D

l'origine des x étant choisie au point 0.

Entre les instants d'émisssion et de réception des impulsions du radar, la phase d'un signal de longueur d'onde X a varié de la quantité:

= 4 D/ X

La phase y relative à un objet se déplaçant sur l'axe x'x varie donc suivant une loi quadratique du type: Y = 90 + B x Cette loi est représentée sur la figure 2. La fréquence Doppler de l'écho de sol, qui est la dérivée de la phase par rapport au temps, suit une loi linéaire fd avec un passage par zéro quand l'écho x se

trouve en 0.

De signal de réception est démodulé de manière cohérente, il conserve sa phase q(t) et son module p(t): jcp(t) S(t) = (t) e

L'amplitude f (t) est fonction du gain de l'antenne.

Le système de traitement suivant l'invention effectue la corré-

lation de ce signal avec un signal de référence (la réplique SR) dont la phase suit une loi quadratique @(t) similaire à (t) et dont l'amplitude est constante: =to j(t-) -j9(t) Sc() = Èto (t - T)e. e.dt

-toh 2to est le temps de traverse du faisceau pour un cho ponctuel.

oỉ 2t0 est le temps de traversée du faisceau pour un écho ponctuel.

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On obtient à la corrélation une largeur de pic très petite par rapport à celle du faisceau d'antenne. Comme pour le traitement par corrélation optique, on obtient une résolution théorique maximum égale

à la demi longueur d'antenne.

Des moyens de traitement particuliers sont mis en oeuvre pour réaliser cette corrélation en temps réel. En effet, le radar embarqué est un radar à impulsions et chaque récurrence est découpée en cases de

distance avec une période de répétition des cases de distance sensible-

ment égale à la durée de l'impulsion pour ne pas perdre d'information

en distance radar. Il est donc avantageux d'utiliser les signaux vi-

déo sous forme d'échantillons codés sous forme numérique, Dans chaque case de distance, et ensuaite, a; cours des récurrences

successives,on dispose, pour chaque écho, d'un certain nombre d'échan-

tillons successifs caractérisé par leur amplitude l et leur phase q.

La réplique avec laquelle est effectuée la corrélation est aussi contituée d'échantillons successifs dont le module est constant (égal à l'unité pour qu'il n'intervienne pas dans les calculs) et dont la

phase suit une loi quadratique.

L'opération de corrélation s'écrit alors: S(n)=._i= N ?(i-n) exp [j 9(i-n) . exp [-jQ (i) o 2N + 1 = M est le nombre d'échantillons de la réplique qui seront

corrélés avec le même nombre d'échantillons du signal de réception.

Cette corrélation nécessite pour obtenir un échantillon du signal S(n), la mise en mémoire de M récurrences du signal de réception, et la mise en service des circuits capables de calculer S(n) pour chaque

case de distance au cours de chaque récurrence radar.

L'utilisation d'une quantification appropriée de la différence - 9 permet de s'affranchir de toutes les multiplications rapides théoriquement nécessaires au calcul de corrélation et rend possible

le traitement en temps réel.

Mais l'écho affiné obtenu simplement par corrélation possède

des lobes secondaires importants car la fonction de corrélation obte-

6 2629602

nue a une allure en sin x/x. Pour diminuer l'importance de ces lo-

bes et aussi pour autoriser une réduction de la fréquence d'échantil-

lonnage sans trop de perte en rapport signal sur bruit, le signal de réception subit, avant la corrélation, un prétraitement qui est un filtrage passe-bas numérique, obtenu par sommation non récursive d'échantillons.

De plus le traitement numérique nécessite plusieurs quantifi-

cations pour réduire le volume des circuits de calcul et des mémoires, quantification du signal d'entrée, en X et Y, du module p, de la phase y, de la différence q - 9. Ces différentes quantifications sont des

sources de bruit et d'erreurs, et pour réduire ces erreurs, on utili-

se une méthode décrite dans la demande de brevet français N 76.01847

du 23 Janvier 1976.

La figure 3 montre le schéma synotique général du dispositif de

traitement suivant l'invention.

Les signaux délivrés par le récepteur du radar, en fréquence in-

termédiaire sont appliqués à l'entrée E du dispositif. A la sortie du dispositif, les échantillons calculés de la fonction de corrélation pour chaque case de distance de chaque récurrence sont délivrés par

une sortie S. Les échantillons présentés sous forme numérique peu-

vent être enregistrés par tous moyens ou présentés sur l'écran d'un tube cathodique dont le balayage s'effectue en synchronisme avec le

balayage des cases distances du radar et avec la vitesse de l'avion.

Des images du sol peuvent être ensuite enregistrées sur un support pho-

tosensible par un appareil photographique placé devant l'écran du tube.

Les signaux d'entrée appliqués à l'entrée E sont dirigés vers deux détecteurs amplitude-phase identiques 10 et 20. Le détecteur 10 reçoit un signal sinusoïdal de référence en provenance directe d'un oscillateur local 1 cohérent en phase avec l'émetteur du radar. Le

détecteur 10 reçoit ce même signal de référence, mais par l'intermé-

diaire d'un circuit 2 déphaseur de 900. La fréquence de l'oscillateur local 1 est égale à la fréquence intermédiaire des signaux appliqués à l'entrée E. Les signaux X et Y délivrés par les détecteurs 10 et 11

sont donc en vidéo-fréquence.

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Les signaux X et Y sont ensuite appliqué a des échantillonneurs-

codeurs 11 et 21- respectivement, pour qu'ils soient présentés au reste du dispositif sous forme numérique. Une résolution fine en distance radar obtenue par l'émission d'impulsions de faible largeur néce'ite un codage à çadence élevée. Compte tenu du temps nécessaire au fonc- tionnement du'codeur, il peut s'avérer nécessaire d'utiliser plusieurs codeurs par voie et un système de répartition des signaux entre eux,

par multiplexage temporel. Pour plus de clarté la figure 1 ne repré-

sente qu'un seul codeur par voie.

Ces codeurs sont suivis respectivement par des circuits de pré-

traitement 12 et 22 identiques pour les deux voies. Ce prétraite:menIt consiste en un filtrage numérique transversal passe-bas. Celui-ci,

tout en conservant les caractéristiques de phase des signaux en mo-

difie le spectre d'amplitude pour atténuer l'irportance des lobes se-

condaires de l'écho corrélé. Il permet en plus un sous-échantillorn-

nage, c'est-a-dire une réduction do la cadence d'échantillonnage sans trop perdre en rapport signal sur bruit par rapport au cas o toutes

les récurrences seraient utilisées, et sans introduire d'am.biguitês.

Ces circuits comportent des mémoires tampon, des registres à décalage

de longueur égale au nombre de cases de distance à traiter et des cir-

cuits de calcul (addition, soustraction). Une plus ample description

de ces circuits sera donnée à l'aide des figures 4 et 5.

Les signaux X et Y délivrés par les circuits de prétraitement sont ensuite appliqués aux entrées d'un circuit 3 transformateur de

coordonnées cartésiennes en coordonnées polaires qui délivrent l'am-

plitude f et la phase instantanée y du signal de réception codé et prétraité. Les composants numériques t et p sont appliqués respectivement à des circuits de transcodage 13 et 23 dont les buts sont de diminuer le nombre de bits à mémoriser pour chaque échantillon de phase et d'amplitude.

Le circuit de transcodage de l'amplitude 23 effectue, par exem-

ple, un transcodage logarithmique à la base 2 approché qui se traduit l'opération suivante: Au module d'entrée f qui peut s'écrire:

B 2629602

= 2K (1 +") avec o< 0, 1[, le circuit fait correspondre la valeur ' = K + . La précision à

donner au terme " est l'une des caractéristiques du transcodage.

Le circuit de transcodage de phase 13 effectue un transcodage à m moments de phase, ce qui se traduit par l'opération suivante: A

la phase y d'entrée, le circuit fait correspondre le nombre p, com-

pris entre 0 et m-1, tel que la phase y est comprise dans l'interval-

le: g 6 (P2.)m ' +2) m Ce qui revient à diviser l'intervalle (0,27) en m intervalles

égaloux numérotés de 0 à m - 1 et affecter à chaque valeur de y le nu-

méro de l'intervalle dans lequel il se trouve.

Ces différents circuits de transcodage, suivant la qualité des performances recherchées, permettent de présenter aux mémoires 14 et 24 des mots de phase et d'amplitude d'une longueur de 3 à 4 bits seulement. Un système de correction des erreurs dues au transcodage peut

être prévu. Ce système n'est pas représenté sur la figure 3 pour évi-

ter de la surcharger, mais il est représenté sur la figure 8 et sera

décrit ultérieurement.

Les mémoires 14 et 24 permettent de conserver l'une, les mots de phase, l'autre les mots d'amplitude, de toutes les cases de distance d'un nombre de récurrences correspondant à la largeur de la réplique retenue. A titre d'exemple la visualisation d'une bande de terrain de 5 Kms de largeur avec un pouvoir de résolution de l'ordre de 5 X 5

mètres, compte tenu du prétraitement et des transcodages sur l'ampli-

tude et la phase nécessite une mémoire de 2,5 Megabits environ.

Ces mémoires sont organisées de manière que les informations

nouvelles correspondant à toutes les cases de distance d'une nou-

velle récurrence soient inscrites en ligne après le décalage d'une

ligne de toutes les informations reçues au cours des récurrences pré-

cédentes. La lecture est effectuée en colonne, c'est-à-dire que tou-

tes les informations relatives à une même case de distance, sont lues

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successivement de manière non destructive et appliquées aux circuit,

de calcul de corrélation 5.

Sais avant d' être appliquées au circuit de calcul 5, lez infor--

mations lues dans les mémoires subissent des décodages respectifs dans lés décodeurs 15 et 25 qui effectuent les opérations inverses des transcodeurs 13 et 23 respectivement. Il s'en suit que chèque information après décodage contient un nombre de bits plus grand que celle, dont elle est l'origine, dans la mémoire correspondante. En particulier, le circuit de décodage de phase 15 calcule de phase

0o q = P m, p étant la valeur lue dans la mémoire de phase 14. De cir-

cuit de décodage d'amplitude 25 calcule f = 2 '1 +o) à partir de la

valeur K ±' lue dans la mémoire de module 24, K étant la partie en-

tière et < la partie du nombre située après la virgule puisque-.< est

compris entre O et 1.

En synchronisme avec la lecture des mémoires 14 et 24 un circuit 6 génère les échantillons de phase 9 de la réplique. La valeur de ces échantillons suit une loi quadratique comme l'indique le début de

la description. Ils se présentent cormme une suite de nombres de va-

leur k. i modulo 2', o k est une constante dépendant de la distance radar donc du numéro de la case de distance traitée et i est le numéro de l'échantillon dans la suite générée. La valeur de k peut changer à chaque case de distance; dans ce cas il y a autant de valoeurs de k

que de cases de distance. Ou bien les valeurs de k sort en nombre irfé-

rieur à celui des cases de distance et chaque valeur de k est affectée à un groupe de cases, ce qui simplifie la conception du générateur de

réplique 6.

Ce générateur de réplique est constitué par un circuit de calcul

effectuant les multiplications k.i2 pour chaque case distance à par-

tir d'un pas de phase k mis en mémoire. Il peut encore être consti-

tué par une mémoire morte programmée lue en synchronisme avec les mé-

moires 14 et 24.

La première solution offre l'avantage d'un plus faible volume de circuits. Le circuit de calcul 5 reçoit donc successivement d'une part les

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suites d'échantillons du module ? et de l'argument y lus dans les mé-

moires et décodés, correspondant aux différentes cases de distance du radar, et d'autre part les répliques de la phase Q auxquelles ces

suites sont correlées respectivement. Le circuit de calcul 5 déli-

vré alors en sortie après chaque calcul, autant d'échantillons de

fonctions de corrélation qu'il y a de cases de distance.

Le traitement des différentes cases de distance se faisant séquerin-

tiellement, dans la suite de la description, on développera le fonc-

tionnement du circuit de calcul pour une seule d'entre elles seulement, les autres cases étant traitées identiquement mais avec un décalage

dans le temps.

Chaque échantillon de la fonction de corrélation calculé dans une case de distance est délivrée sous la forme de ses deux composant..es

cartésiennes X' et Y'o Ces composantes sont appliquées respective-

ment à des circuits de filtrage passe-bas 16 et 26 analogues aux cir-

cuits de prétraitement 12 et 22. Ces filtres passe-bas servent à réduire les bruits, dus aux diverses quantifications introduites da.n

la chaîne de calcul, qui subsistent encore à ce niveau du traitement.

Puis les composantes filtrées servent à calculer le module de l'écha'-

tillon de la fonction de corrélation dans un circuit de calcul 7. Ce circuit effectue l'opération: ' = VX2 + y,2 soit au moyen de circuits de calcula numériques, soit au moyen d'une

mémoire morte à deux entrées.

Le-module >' délivré sous forme numérique est transmis à la sortie S o il peut 8tre directement exploité, soit pour visualiser une image du terrain, après conversion numérique-analogique, soit pour

être enregistré.

Avant d'expliquer le fonctionnement détaillé du circuit de calcul -

de corrélation 5 qui constitue l'Ame du présent dispositif de traite-

ment, les figures 4 et 5 donnent des exemples de réalisation des circuits de prétraitem.ent ou filtrage, tels ceux qui sont représentés

sur la figure 3 en 12, 22, 16 et 26.

11i 2629602 La figure 4 représente un circuit de filtrage passe-bas numérique classique. Il s'agit d'un filtre transversal ou non-récursif. Ce

filtre délivre une combinaison linéaire de plusieurs échantillons suc-

cessifs du signal.

Il comprend une ligne à retard 100 à une entrée 6 sorties, le

nombre des sorties étant donné uniquement à titre d'exemple, sept am-

plificateurs-séparateurs 101 à 107 connectés à l'entrée et aux sorties de la ligne 100 et un additionneur 110 effectuant la somme des signaux de sortie des amplificateurs. Les signaux d'entrée sont appliqués à la borne 120 cornnectée à l'entrée de la ligne 100 et les signaux de sortie, délivrés par liadditionneur 110 sont présentés à une borne de sortie 130. Le retard entre l'entrée de la ligne 100 et la première sortie ou entre deux sorties consécutives est égal à la période de répétition des impulsions du radar, de sorte que tous les échantillcns successifs présents dans la ligne à un instant donné appartienn ont

tous à la même case de distance.

La réalisation de ce filtre, d'apparence analogique, peut bien entendu être faite en circuits nunériques uniquement, comme c'est le

cas dans le dispositif du traitement suivant l'invention.

Dans ce cas, la ligne à retard 100 est constituée par une regis-

tre à décalage, ou un circuit "CCD" à transfert de charge, les ampli-

úicateurs 101 à 107 sont des circuits de multiplication numérique,

l'additionneur 110 est de conception numérique.

L'emploi d'un filtre récursif aurait été plus avantageux car il utilise un nombre inférieur de circuit et un nombre plîs faible d'char tillons. Mais la loi de phase n'est pas transmise linéairement par un tel filtre. Or la phase est la dor.rée essentielle sur laquelle

l'opération de corrélation est effectuée. Il importe donc que la-trans-

mission de l'information de phase entre la sortie du récepteur et le circuit de calcul soit la plus linéaire possible. C'est ce qui impose

le choix d'un tel filtre non-récursif.

La figure 5 montre une variante du filtre précédent, mais qui,

en supplément, diminue le nombre d'échantillons envoyées vers le coi-

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rélateur. Cette fois la ligne à retard 200 ne comprend que deux sor-

ties (à titre d'exemple) et est suivie de 3 amplificateurs 201, 202

et 203 couplés à un additionneur numérique 204. La sortie de l'addi-

tionneur est reliée à la sortie 230 du circuit par l'intermédiaire d'une porte 205. Cette porte n'est destinée à s'ouvrir que toutes

les 3 récurrences pour diviser par 3 le nombre d'échantillons à met-

tre en mémoire. La commande de la porte 205 est effectuée par un cir-

cuit diviseur par 3, 206 qui reçoit, à une borne 210, les signaux de

synchronisation habituels.

La figure 6 représente l'organe de calcul proprement dit du cor-

rélateur. Les échantillons de phase y et de module P lus dans les mémoires

14 et 24 et décodés sont appliqués aux entrées 500 du circuit de cal-

cul 5. La phase y est appliquée à un soustracteur.501 qui reçoit la

réplique 0 du générateur 6o La différence entre y et Q est transco-

dée par un transcodeur 502 en un nombre dolnné de moments de phase (par exemple 8 moments de phase). Le résultat du transcodage est

* utilisé comme adresse pour une mémoire morte 503 dont la programa-

tion est représentée sur la figure 7.

Pendant ce temps l'amplitude de I'échantillon p est appliquoe à

des registres 505, 506, 507 et 508. Ces registres peuvent soit addi-

tionner (+), soit soustraire (-), la nouvelle valeur de ( du contenu

précédent, soit encore l'ignorer (0).

Il y a quatre flois Lioins de registres q'le de valeurs de phase transcodées - G, ceci pour calculer chacune des composantes X' et Y' du signal corrélé. Quand tous les échantilloas mémorisés pour une case de distance sont ainsi traités, le contenu de chaque registre est multiplié par le cosinus ou le sinus de la phase correspondante et les différents résultats sont sommés pour fournir les composantes d'un

échantillon de signal corrélé.

Ainsi le contenu du registre 505 est appliqué à un circuit miul-

tiplicateur 515 par le coefficient 1 = cos 0 = - cos 1800 et le con-

tenu du registre 506 est appliqué à un circuit multiplicateur 51G pour

le coefficient 0, 707 = cos 450= -crc 4750 = -cos 2250 = cos 3150.

L'addition des résultats obtenus en sortie des multiplicateurs dans un additionneur 519 permet de reconstituer la composante: x, = cp cos (Y-G) du signal corrélé pour les 8 valeurs transcodées inscrites dans la colonne de gauche du tableau de la figure 7. De même, le contenu du registre 507 est multiplié par 1 = sin 90 = - sin 2700 et le contenu du registre 508 est multiplié par 0,707 = sin 45 = sin 1350 = - sin 225 = - sin 3150. La sortmme

des signaux des multiplicateurs 517 et 518 utilisés pour ces opéra-

tions, est effectuée dans un additionneur 520 qui délivre la ceO.mo-

sante: Y' = Y sin (c - 0)

du signal corrélé pour les 8 valeurs transcoMÈes.

En effet les composantes X' et Y' so:t obte:uós pa-r les p-ou-;ú du mousle p par un nombre limité de valeurz de sin ( À '- G) et cos (; - Q) puisque la diúfférence - 0 es transcodr e en l. nor.re

limité de moments de phalise.

En choisissant 8 moments de phase décalés de 45 les valeur-s de sin (c? O) et cos (ô - G) sont égales soit à 0, soit à + 1, soit

à + 0,707.

La mémoire morte 503 regroupe donc les modules e qui seront multipliés par cos (y - G) = + 1 ou 0 dans l'additionneur-soustracte;:

505, ceux qui seront multipliés par cos (y - o) = + 0,707 dans l'addi-

tionneur-soustracteur 506. Le produit par les sinus s'effectue de

mrmc après sorm,.ation des valeurs de P dans les addisionneurs-sous- tracteurs 507 et 508. Ainsi le nombre de rilltiplications est r6d-t

à 2 pour le calcul de chaque échantillon de la fonction de corré1a-

tion. Cette manière de procéder permet de s'affrarjciir des nombreuse: multiplications rapides qui nécessiteraient un calcul de corrélation

sans quantification.

Les calculs peuvent ainsi être effectués en temps réel.

La figure 8 représente un dispositif de correction des erreurs de quarntification pour réduire les bruits et erreurs dues au codage

14 ' 2629602

et au transcodage avant mémorisation. Un tel dispositif a fait l'ob-

jet de la demande de brevet No 76 01847 de la demanderesse.

Des circuits additionneurs 603 et 604 sont intercalés respecti-

vement entre les filtres 12 et 22 et le convertisseur de coordcnnées3.

Ces circuits ajoutent aux signaux X et Y des valeurs correctives destinées à compenser les erreurs introduites par la quantification et

le transcodage. Pour ce faire un circuit convertisseur de coordon-

nées polaires en coordonnées cartésiennes 600 restitue les valeurs

de X et Y après traitement dans les circuits de transcodage 13 et 23.

Ces signaux sont comparés aux mêmes signaux X et Y à la sortie des filtres 12 et 22 à l'aide des circuits de correction 601 et 602 qui injectent dans les additionneurs 603 et 604 les valeurs correctives annoncées. Le système de traitement suivant l'invention permet d'obtenir des résultats semblables à ceux d'un système utilisant un mode de

traitement sans quantification.

Par contre l'ensemble des circuits qui viennent.; d'être décrits

peuvent opérer en temps réel et permettre par exemple la visualisa-

tion d'une bande de terrain de 5 kms de large avec un pouvoir. -de résô-

lution de 5 x 5 m, avec un volume de circuit d'environ 50 litres. Ce

volume est compatible avec une utilisation aéroportée du matériel.

Le système de traitement décrit peut être utilisé avec un radar

à vision latérale embarqué sur un avion. Il peut également être uti-

lisé au sol pour traiter la vidéo d'un radar enregistré en vol et

transmise directement par une voie hertzienne. Dans ce cas un pre-

traitement peut-être effectué à bord pour réduire la quantité d'in-

formation à enregistrer ou à transmettre.

L'invention s'applique notamment à la cartographie radar.

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REV\NDICATIONS

1. Dispositif de traitement des signaux d'un radar à vision la-

térale, comportant des moyens d'échantillonnage et de codage sous for-

me numérrique de la phase y,d'une part, et de l'amplitude, d'autre part, des signaux vidéo délivrés par le récepteur du radar et des moyens de mise en mémoire des échantillons reçus et codés au cours d'un nom- bre déterminé M de récurrences successives, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de production de M échantillons numériques de la phase G. d'un signal synthétique de module constant, dénommé "réplique",

des moyens de calcul, à chaque récurrence et pour chaque case de dis-

tance caes sonnes X' = i cos ( Gi-) etY' =s i sn partir decs 2(* ?L Pi

à partir des 2i échantillons de phase fi? et de mo&A.e L. mis en mé-

moire au cours des Ii récurrences précédeh.es et des - éc:anit.illons successifs et respectifs G. de la répliq-e, c% des oye:s de ca-lol du i

moduvle d'u sigs.,al dont les composantes care:-r:_nes cot,'/ et '.

2. Dispositif de traitement suivant la revendication 1, caracté-

risé en ce que des moyens de transcodage (15 et 23) sont dispo és en amont des circuits mémoires (14 et 24) pour réeduirc le nombi-re des bit's à mémoriser pour chaque échantillon de phase et d'amplitude et en ce que des moyens de décodage (15 et 25) sont placés entre les mioires (14 et 24) et les moyens de calcul pour restituer les valeurs des

échantillons avant transcodage.

3. Dispositif suivant la revendication 2, caract'risé en ce que

le circuit de trainscoda;o des échantillons d'amplitude ó (23) compo--

te des moyens de calcul des nombres K entier et ó\ com:pris entre O et 1 tels que ô= 2X (1 +Z) et délivre, à la place de f un. échantillon de valeur K +,et en ce que le circuit de décodage (25) comporte des

moyens de calcul de f à partir de K +(.

4. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de transcodage des échantillons de phase (13) comporte des moycns de calcul d'un nombre p entier compris entre 0 et m - 1, tel que la phase y est comprise dans l'intervatle [(P- 1) 2 (P+) 2 2 mi 2

et dé]ivre le nombre p à la place de la phaúe y, et en ce que le cir-

cuit C., décodage (15) comrporte un circuit de calcul de la phase P = P-n

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5. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 4, carac4,-

risé en ce que le circuit générateur d'échantillons de la réplique (6) comprend un circuit de calcul de la valeur k i pour chaque cas-e cde distance et pour chaque récurrence, k étant uu nombre dépendant dc la case distance considérée et i étant un nombre entier variant entre

deux limites -NI et -i.

6. Dispositif suivant l'une des rovendications 1 à 4, caractris en ce que le circuit générateur d'échantillons de la réplique (6)

comprend une mémoire morte programmée lue en s-%chronisme avec les mé-

moires d'échantillons de phase (14) et d'amplitude (24).

7. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 6, caractri.-

sé en ce que des circuits de filtrage passe-bas comportant un fil._re

numérique transversal (12,22) sont disposés en amont des circuits mé-

moire (14 et 24) pour réduire la cadence des informations à traiter.

8. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 7, caractc rl-

sé en ce que des circuits de filtrage passe-bas numérique sont dispo-

sés à la sortie du circuit de calcul (5).

9. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 8, caracterl-

sé en ce que le circuit de calcul (5)comporte un circuit soustracteur (501) recevant d'une part les échantillons de la phase yi lus dans la mémoire de phase et d'autre part les échantillons de phase Si de la réplique et des moyens de calcul de la somme des Mi produits successifs de la valeur des échantillons d'amplitude Vi lus dans la mémoire

d'amplitude par le cosinus et le sinus de la différence Vi - Si cor-

respondante.

10.- Dispositif suivant la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de calcul de somme de produits comprennent au moins deux paires de registres additionneurs-soustracteurs (505 à 508,fig 6),

des moyens de transcodage de phase (502) pour transformer chaque dif-

férence ci - Qi délivrée par le soustracteur (50.1) en un nombre pris i parmi une série réduite de nombres régulièrement espacés et compris

entre 0 et 2n, des moyens de commande (503) des registres addition-

nours-soustracteurs en réponse à chacun des nombres délivrés par les moyens de transcodage (502), de manière à soit additionner, soit

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soustraire au coutei:u précédent desdits registres, soit icnorer cLU-

que valeur d'amplitude ?i' au moins deux paires de circuits muli.'iJ-

cateurs (515 à 518) connectés respectivenment aux registres pour mli-

plier leurs contenus par les valeurs de sinus et cosinus non nulle.

correspondant aux nombres délivrés par les moyens de transcodage(502), un premier additionneur (519) connecté aux sorties de la moitié de' circuits multiplicateurs (515 et 516) pour délivrer la valeur

XI = Z Pi cos (yi - Qi) et un second additionneur connecté aux sor-

ties des autres multiplicateurs (517 et 518) pour délivrer la valeur Y' = - i sin (i - i)'

11. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 10, caract' -

risé en ce qu'il comporte un dispositif de correction des erreurs de quantification. 12. Système radar à vision latérale, caractérisé en ce qu'il

comporte un dispositif de traitement des signaux délivrés par le ré-

cepteur, suivant l'une des revendicationrs 1 à 11.