DE2934790A1

DE2934790A1 - Radargeraet, von dem pseudostatistisch kodierte signale abgestrahlt werden.

Info

Publication number: DE2934790A1
Application number: DE19792934790
Authority: DE
Inventors: Damian Frank Chatsworth Calif. Albanese; Jack Warren Canoga Park Calif. Goodwin; Henry Reed Los Angeles Calif. Kennedy
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1979-08-29
Filing date: 1979-08-29
Publication date: 1981-03-12
Also published as: GB2059214B; FR2464484B1; FR2464484A1; GB2059214A

Description

D.F.Albanese 10-2-1

Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden

Die Erfindung betrifft ein Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden, wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben. Ein derartiges , Radargerät ist aus der DE-OS 26 52 665 bekannt.

Die Technik der Radargeräte, von denen pseudostatistisch kodierte Signale (PRC-Radargeräte) abgestrahlt werden, ist allgemein bekannt. Es wird hierzu beispielsweise auf das Buch "Modern Radar-Analysis, Evaluation and System Design", von Raymond S.Berkowitz, Verlag John Wiley and Sons Inc., New York, 3.Auflage, August 1967 verwiesen.

Hierin betrifft insbesondere das Kapitel 4 "Pseudo-Random Binary Coded Waveforms" PRC-Radargeräte. Die Vorteile hinsichtlich einer hohen, auf das Ziel gelangenden Durchschnittsleistung, einem günstigen Signal/Rauschverhältnis, der Genauigkeit der Entfernungsbestimmung und seine Eignung,

so ausgestaltet zu werden, daß die Dopplergeschwindigkeit Γ gemessen werden kann, sind bekannt.

Die synergistische Kombination bei der Erfindung macht auch Gebrauch von der an sich bekannten (z.B. von den Doppler-Mikrowellenlandesystemen) "Doppler-Strahlschwenktechnik". Für das Verständnis ist hierbei die simulierte "Doppler-Bewegung" von Interesse.

Die sogenannten Doppler-Strahlschwenkungs-Führungssysteme sind in der Patent- und der übrigen Literatur ausführlich beschrieben. Es wird beispielsweise auf die US-Patente

130011/029* ORIGINAL INSPECTED

COPY

D.F.Albanese 10-2-1

3 626 419, 3 670 337, 3 728 729 und 3 754 261 verwiesen. Sie befassen sich u.a. mit der simulierten"Doppler-Bewegung" Eine weitere Beschreibung ist in Elektrisches Nachrichtenwesen, Band 46, Nr.4 1971, auf den Seiten 258-277 enthalten.

In der DE-OS 26 52 66 5 ist ein PRC-Radargerät beschrieben. Ein Schwerpunkt liegt hierbei bei den störenden Entfernungsund Dopplermehrdeutigkeiten. Bei dem dort beschriebenen Radargerät liegen die Mehrdeutigkeitsbereiche außerhalb der Nutzbereiche. Die dort beschriebene Technik ist direkt auf die vorliegende Erfindung anwendbar.

Mit dem neuen Radargerät soll es möglich sein, in dem vom Radargerät ausgeleuchteten Bereich von mehreren Zielen nahezu gleichzeitig Entfernung, Richtung und Doppier-Geschwindigkeit zu ermitteln.

Die Erfindung stellt eine einzigartige Kombination dar zwischen der PRC-Entfernungsmessungtechnologie und der Winkelmeßtechnik mittels der sogenannten simulierten Doppler-Bewegung, die beide bereits erwähnt wurden.

Beiden Technologien ist gemeinsam, daß sie Dauerstrichsignale (CW-Signale) verwenden und daß Doppler-Auswertungen (Geschwindigkeit) des Ziels möglich sind. Das neue Radargerät ist sehr störsicher, weist gute Clutter-Eigenschaften auf und ist unempfindlich gegen Störsender und gegen ARM-Maßnahmen. Alle interessierenden Richtungen werden gleichzeitig überdeckt. Das Radargerät kann zu Überwachungsund Feuerleitzwecken verwendet werden.

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Als PRC wird ein Maximallängenkode verwendet. Er wiederholt sich nach jedem vorbestimmten Kode-Wort ohne Lücke. Es ist wichtig, daß man zwischen der simulierten "Doppler-Bewegung", wie sie bei den erwähnten Doppler-Navigationsfunkfeuern vorkommt, und den Doppler-Komponenten eines tatsächlichen Ziels, die von der Relativbewegung zwischen Ziel und Radargerät herrühren, unterscheidet. Bei den Doppler-Navigationsfunkfeuern wird, gesteuert von einer Schalteinrichtung, ein Signal nacheinander von benachbarten Einzelantennen abgestrahlt. Dies wirkt auf ein navigierendes Flugzeug, in dem diese Signale empfangen werden, so, als ob sich die Einzelantennen tatsächlich bewegen würden. Aus der so erzeugten Dopplerverschiebung kann das Flugzeug seine Richtung zum Funkfeuer bestimmen. Bei dem neuen Radargerät wird die Antenne mit den Einzelantennen, deren Bewegung simuliert wird, nur im Empfangsbetrieb betrieben. Die Ziele werden von einer weiteren Sendeantenne, deren Strahlungsdiagramm zumindest den gewünschten Sektor ausleuchtet, angestrahlt. Die Sendeantenne strahlt das mit dem PRC zweiphasenmodulierte CW-Signal ab. Durch das gesteuerte Anschalten der Einzelantennen zur Simulation einer Bewegung erhält das empfangene Signal eine Phasenmodulation. Es wird noch erläutert, daß eine individuelle Spektrallinie einem diskreten"Winkel im Raum entspricht. Die mit den Einzelantennen verbundene Empfängerschaltung enthält eine entsprechende Vielzahl von Empfangskanälen, die jeweils ein unterschiedliches Mischoszillatorsignal erhalten, und die alle dieselbe ZF-Bandbreite haben. Somit spricht jeder Kanal nur auf das unter einem bestimmten Winkel empfangene Signal an. Dadurch werden für die empfangenen Signale "Winkel-Torschaltungen" gebildet. Die Entfernungsmessung erfolgt durch Autokorrelation des empfangenen mit dem gesendeten Signal, die beide mit demselben PRC kodiert sind. Die Doppler-Auswertung erfolgt mittels Doppler-Filterbänken, die in jedem der Empfängerkanäle vorhanden sind.

130011/029Ä

D.F.Albanese 10-2-1

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

Fig.1 die PRC-Erzeugung und Signaldiagraume;

Fig.2 das Autokorrelationskonzept und Signaldiagramme;

Fig.3 ein klassisches Mehrdeutigkeitsdiagramm (Entfernungsund Doppler-Auswertung) für ein PRC-Radargerät;

Fig.4 Blockschaltbilder und Diagramme zur Erläuterung der Winkelauswertung, wie sie bei dem neuen Radargerät durchgeführt wird;

Fig.5 Diagramm zur Erläuterung der Entstehung der diskreten Empfängerspektren, die einem Raumwinkel zugeordnet sind;

Fig.6 Diagramme mit den Amplituden der spektralen Komponenten nach den Fig.4 und 5;

Fig.7 Ergänzung des Blockschaltbildes nach Fig.4 um "Winkel-Tore" für die empfangenen Signale;

Fig.8 ein Diagramm zur Erläuterung der Zusammenhänge zwischen verschiedenen Raumwinkeln (Strahlungskeulen} im Zusammenhang mit den Fig.4 und 7;

Fig.9 ein Blockschaltbild des neuen Radargerätes>

Fig.10 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen einem PRC-Wort und der Zeit eines Anschaltzyklus;

COPY 130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Fig.11 ein Schaltbild zur Erläuterung der Bewegungssimulation durch geeignetes Anschalten der Einzelantennen;

Fig.12 ein Schaubild zur Erläuterung der Anwendung des, Radargerätes zu Feuerleitzecken;

Fig.13 eine Antennenanordnung zur Azimut- und

Elevationsmessung und für eine Zielanstrahlung in allen vier Quadranten.

Es wird zunächst anhand der Fig.1 auf die bekannte PRC-Technik Bezug genommen.

In der Fig.1a wird das in einem CW-Oszillator 101 erzeugte Sendesignal über eine Leitung d einem Zweiphasenmodulator zugeführt, der das Trägersignal mit dem PRC kodiert oder moduliert und dann einer Antenne 106 zuführt. Der eigentliche Kodierer 104 kann ein Schieberegister mit einer Rückkopplungsleitung 105 sein. Das PRC-Signal wird über die Leitung C weitergegeben.

Ein Kode-Taktgenerator 103 erzeugt Taktimpulse (Fig.1b). Sie haben einen Abstand τ, , der gleich der Länge eines Bits des Kodes ist. In der Fig.1c ist der Kode selbst dargestellt. Der Oszillator 101 erzeugt ein CW-Signal, das in Fig.id dargestellt ist. Das mit dem Kode nach Fig. 1c modulierte CW-Signal, das von der Antenne 106 abgestrahlt wird, ist in Fig.1c dargestellt. Bei einem PRC-Radargerät ist die Antenne normalerweise eine einfach aufgebaute Antenne, die in dem gewünschten Sektor ein relativ breites

COi-,

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1.-

Strahlungsdiagramm erzeugt. Dies ist auch bei dem neuen Radargerät der Fall.

Bei dem Kode ist die Gesamtze.it der maximalen Länge der Folge bevor sie sich wiederholt, die Wortlänge τ , die gleich dem Produkt von L und t. ist. L wiederum ist

N
gleich 2 -1, die Länge des Kodewortes als Funktion der Zahl der Zustände N des Schieberegisters 104. Im dargestellten Fall ist N=5 und L=31 . Die Erfindung ist natürlich nicht auf diese Werte beschränkt. Die Gründe für diese Auswahl werden im Laufe der weiteren Beschreibung verständlich .

In der Fig.2c ist die PRC-Autokorrelationsfunktion dargestellt. Der in Fig.2b dargestellte Kode, der gleich dem der Fig.1c ist, wird in klassischer Weise in einem Mischer 201 mit sich selbst multipliziert. Das auf einer Leitung 202 vorhandene Echo-Signal ist das empfangene Signal und auf einer Leitung 203 ist der Kode um D verzögert vorhanden. Die Verzögerung erfolgt in einer Verzögerungseinrichtung 204. Dieses verzögerte Siqnal ist das Misch- oder Referenzsignal. Die in Fig.2c dargestellte Autokorrelationsfunktion hängt von der Verschiebung zwischen diesen beiden Signalen ab. Da sich diese Kodes wegen der wechselnden Entfernung des Ziels gegeneinander verschieben, entstehen im Abstand τ, «L Spitzen mit dem Wert +L. Während jeweils einer Zeit τ. auf beiden Seiten der Spitze nimmt die Amplitude der Korrelationsfunktion ab bis sie einen Wert -1 erreicht, der zwischen den Spitzen vorhanden ist. Die in der Fig.2b dargestellten

13001 1/0294

-ίο-

D.F.Albanese 10-2-1

Signale, die auf den Leitungen 202 und 203 vorhanden sind, kann man sich als Signale im Video-Bereich denken, die entweder die Amplitude 0 oder 1 haben und pseudozufällig vorhanden sind. Dies ist der Grund für die .5 Bezeichnung mit Pseudozufallskode (PRC).

In der Fig.2a ist ein Doppler-Filter 205 vorgesehen, durch das ein diskreter Wert der vom Ziel erzeugten Dopplerverschiebung isoliert wird. Somit werden für einen bestimmten y" . Wert der Verzögerung 204 und für eine bestimmte Frequenz von 205 eine bestimmte Zielentfernung- und -Geschwindigkeit ermittelt.

Für Maximallängenkodes, die bei den beschriebenen Beispielen angewandt wurden, hat die resultierende Autokorrelationsfunktion (Fig.2c) immer dieselbe Form. Die Spitze der Autokorrelationsfunktion kann man sich im übrigen als vorhanden denken, wenn die Kodes Bit für Bit zueinander ausgerichtet sind, was eine Amplitude L ergibt, d.h. im vorliegenden Beispiel ein Amplitudenwert von 31. Die Entfernungsbestimmung oder Auflösungszeit ist gleich wie bei einem bekannten Impulssystem mit einer Pulslänge τ. . f Das PRC-modulierte Sendesignal ist breitbandig (ungefähr

^- gleich dem Zweifachen der Taktimpulsfolge) und es müssen

daher empfangsseitig bis zur Erzeugung der Korrelationsfunktion breitbandige Schaltungen vorhanden sein.

in der Fig.3 ist ein sich mehr oder weniger selbst erklärendes, bekanntes Mehrdeutigkeitsdiagramm dargestellt. Der Ausdruck f, ist die Doppler-Frequenz des Ziels; τ gibt die Entfernung an.

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Es ist offensichtlich, daß man für die im Zusammenhang mit der Fig.2 beschriebene Korrelation nach jeweils τ (relativer Schlupf zwischen empfangenem und Reiferenzkode) diffielbe Antwort erhält. D.h. die Entfernung ist mehrdeutig» sie kann gleich τ_ω oder gleich einem Vielfachen hiervon sein. Obwohl es nicht direkt zur Erfindung gehört, wird in diesem Zusammenhang auf die DE-OS 26 52 665 verwiesen, die sich mit der,Behandlung des Mehrdeutigkeitsproblems befaßt. Die dort beschriebene Lösung kann auch bei dem neuen Radargerät angewandt werden. Sie wird jedoch hier zugunsten einer vereinfachten Darstellung nicht weiter berücksichtigt.

Es ist mehr oder weniger Standard, daß ein relativ kurzes Kode-Wort τ (z.B. das in der Beschreibung angenommene mit 31 Bit) benötigt wird, damit der Kehrwert von τ_ω, der gleich der PRC-Wiederholungsfrequenz ist, gleich oder größer der doppelten Doppler-Frequenz (f-(max)) ist. Der Wert f,(max) ist natürlich gleich der maximal erwarteten Doppler-Frequenz. In der Besahreibung der DE-OS 26 52 665 wird hinsichtlich der Elimination der Dopplergeschwindigkeits-Mehrdeutigkeiten dieselbe Auswahl getroffen. Dort wird jedoch ein mehrfaches der Taktfrequenz verwendet im Zusammenhang mit logischen Schaltungen zur Erkennung und Elimination von falschen Entfernungsantworten. Der mehrdeutige Bereich liegt außerhalb des Nutzbereiches.

In der Fig.3 sind die "O-Dopplerkeulen" gegenüber den Hauptantwortsignalen auf 1/L reduziert und die mehrdeutigen "Doppler-Nebenkeulen" sind (sie sind im Nutzentfernungsbereich und in der Entfernung null nicht vorhanden)

COPY

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

gegenüber der Amplitude der "Hauptkeule für Zustände außerhalb des Nutzbereiches auf 1/L reduziert. Die Breite der "Doppler-Keulen" ist ungefähr 1/T₁, wobei T₁ die zur Verfügung stehende Integrationszeit oder die Zeit, die der Sendestrahl auf dem Ziel verweilt, ist.

Anhand der Fig.4 wird das der Winkelmessung zugrundeliegende Prinzip in elementarer Form erläutert.

. Es wird angenommen, daß eine angenähert rundstrahlende Antenne 401 vorgesehen ist, die von einem Sender 403 ein Sendesignal mit der Frequenz f_ erhält. Seitlich von ihr bewegt sich eine Empfangsantenne 402 in einer Zeit T über eine Strecke D und dann in der Zeit null wieder zurück. Es entsteht die dargestellte sägezahnförmige Bewegung. Die Antenne 401 strahlt ein CW-Signal ab und die Antenne empfängt das von einem Ziel reflektierte Signal. Es wird weiterhin angenommen, daß das Ziel ruht und daß es sich in der Papierebane befindet. Wird das Ziel unter einem Winkel α gesehen, dann wird das empfangene Signal mit der Frequenz f. auf der Leitung 404 linear mit der Zeit phasenmoduliert wie in Fig.4 dargestellt. Der maximale Phasenwinkel bei einem gegebenen Raumwinkel α (gemessen von einer Linie senkrecht zur Antennenbewegung) ist

Δ0 (et)=— sinet .
λ

Aus der Theorie der Phasenmodulation ist es allgemein bekannt, daß das resultierende Frequenzspektrum am Antennenausgang 404 aus diskreten Linien (es wird eine unbegrenzte Integration angenommen) im Abstand f = - um f. herum

si x.

besteht, wobei f die Frequenz dieser Antennenbewegung und T ihre Periode ist. Die Amplitude der Linien hängt von

Δ ίγ(α) ab, der Spitzenmodulation des Echosignals von einem Ziel unter dem Winkel α.

130011/0294 ^COPY

Wwüis»AL INSPECTED

D.F.Albanese 10-2-1

Bevor der allgemeine Fall betrachtet wird, wird ein Blick auf die leicht voraussagbaren Ergebnisse geworfen. Es wird mit a=O begonnen (d.h. das Ziel befindet sich auf der Normalen auf der Antennenbewegungsrichtung;, In diesem Fall ist Δ0(O)=O und das Spektrum des Antennenausgangssignals besteht aus einer Linie bei f.. Nach Mischen in einem Mischer 405 ergibt dies auf der Leitung 406 ein Signal mit der Frequenz f und von den Filtern einer Filterbank 407 spricht das mittlere Filter an. Mittels eines Mischoszillators 408, der ein Signal mit der Frequenz f erzeugt, und einem Mischer 409 wird ein Signal mit der Frequenz f_t+f_o erzeugt, das über eine Leitung 410 zu einem Mischer 406 geleitet wird. Die Frequenzen sind z.T. in Fig.5a dargestellt.

α soll in positiver Richtung um einen willkürlichen Betrag zunehmen. Wenn α einen solchen Wert angenommen hat, daß Δ0 -2ir ist, dann ist am Antennenausgang wiederum eine einzelne Linie bei der Frequenz f_t ⁺f_ vorhanden. Dies ist leicht einzusehen, da das Echosignal f_t genau um 2trGrad phasenverschoben ist bei jedem Bewegungszyklus, was äquivalent ist zu einer kontinuierlichen Phasenmodulation mit einem Phasen/Zeit-Verhältnis von 2tt/T =2ττί . Es

S S

ist bekannt, daß das Ergebnis einer linearen Phasenmodulation eines Trägers mit der Frequenz f eine einzige Frequenz f.+f ist. Dieses Prinzip ist von der Einseitenbandmodulation her allgemein bekannt und es wird insbesondere bei dem sogenannten Serradyne-Modulator zur Erzeugung einer einzelnen Spektrallinie in einer bestimmten Entfernung zur Trägerfrequenz angewandt.

COPY

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Wenn ein ZF-Verstärker 411 (Frequenz f ), der dem Mischer 405 in der Fig.4 nachgeschaltet ist, eine Bandbreite von f * f /2 hat, dann kann ihn das Signal mit der Frequenz

Ό 5

f.+f nicht passieren und die Filterbank spricht nicht an. Dies ist in Fig.5c dargestellt. Nimmt α Zwischenwerte an, so daß Ο<Δ0(α)<2ττ ist, dann sind Signale mit den Frequenzen f. und f. - nf vorhanden, wobei η eine ganze Zahl ist. In -diesem allgemeinen Fall (Fig.5b) passiert nur das Signal mit der Frequenz f. und das Filter mit der Frequenz f spricht an.

Man kann daher, allgemein sagen, daß entsprechend der Änderung von α von null aus in positiver Richtung das Ausgangssignal bei £ bei einem Maximalwert beginnt und bei einem Winkel α, bei dem Δ0(α)=2ττ ist, auf null fällt.

Es soll nun der Winkel α, bei dem Δ0=2ττ ist, bestimmt werden. Aus

Δ0(α) =—r—sina=27r

sina= g ergibt sich für 5<<1, (d.h. kleines a )
α »ς .

Dies ist gerade die Strahlbreite einer linearen Antenne der Länge D, die bei einer Wellenlänge λ betrieben wird; oder entsp:
diagramms.

oder entsprechend der erste Nulleinzug seines Strahlungs-

Wenn der Winkel α über - hinaus vergrößert wird, besteht das resultierende Spektrum des Antennenausgangssignals aus einer einzigen Linie bei f. - nf für Winkel α, für

die Δ0=-η2π gilt. Diese Winkel α müssen a=-n- oder einem

130011/0294

Copy

D.F.Albanese 10-2-1

ganzen Antennenstrahlbreitenwinkel entsprechen.(Zur . Vereinfachung wird die Näherung «=-"5 verwendet, obwohl sie für große Winkel korrigiert werden muß).

Der allgemeine Fall, der die Seitenbandamplituden des phasenmodulierten Spektrums darstellt, wurde von R.C. Cummings ausgearbeitet und in Proceedings of the IRE, Februar 1957, auf den Seiten 175-186 veröffentlicht. Das Ergebnis ist in der Fig.6 dargestellt, die für das vorliegende Beispiel interpretiert wurde.

Dieses Ergebnis zeigt, daß das Ausgangssignal des Empfängers nach Fig.4 (das wegen der Filterung nur auf das Signal mit der Frequenz f. (n=0) anspricht) ein '' -Ergebnis" bildet mit Änderung des Winkels α. Dies wird von einer idealen linearen (oder rechteckförmigen) Antenne in Richtung senkrecht zur Antenne auch erwartet. Der Empfänger bildet also ein "Winkeltor" um den Winkel a=O herum.

Fügt man parallel zu diesem Empfänger der Fig.4 einen weiteren Empfänger hinzu (Fig.7), dessen Mischfrequenzen sich von der des ersten Empfängers um f unterscheidet, dann erhält man ein weiteres Winkeltor ( -Antwort) um den

λ
Winkel + £ herum. Dies sieht man, wenn man in der Fig.1 z.B. die Kurve für n=1(f.+f ) betrachtet, deren Maximum

λ t s

bei a=g liegt. Durch Hinzufügen weiterer Empfänger, deren Mischfrequenzen f_fcinf +f_Q sind, erhält man einen ganzen Satz von Winkeltoren oder gleichzeitig vorhandenen Keulen im Raum. Die Empfangskanäle sind alle identisch und man erkennt in Fig.7 die Komponenten von Fig.4 wieder. Fig.8 ist eine mehr graphische Darstellung hiervon.

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Jeder "Strahlungskeule im Raum" ist ein Empfangskanal zugeordnet und jeder Empfangskanal spricht nur auf Ziele innerhalb der ihm zugeordneten Strahlungskeule an (abgesehen von den ■ -Nebenkeulen-Signalen).

Fig.6 ist zu entnehmen, daß wenn sich ein Ziel exakt in Richtung des Winkels ot=nr (Zentrum der nten Strahlungskeule in Fig.8) befindet, nur der Empfänger η anspricht. Wenn sich jedoch das Ziel vom Zentrum wegbewegt, ergibt sich infolge des -Verhaltens eine Verkopplung zwischen den Empfangskanälen. Wenn sich beispielsweise ein Ziel in Richtung des Schnittpunktes zweier Strahlen (jj-,; ₃g;...) befindet, ergeben sich in den beiden entsprechenden und benachbarten Empfangskanälen gleich große Signale als auch weitere kleine Signale in den übrigen Empfangskanälen.

Das Äquivalent zu einem geschwenkten Strahl (mit geschwenktem Strahl ist das Strahlungsdiagramm im Empfangsbetrieb gemeint) erhält man, wenn man statt mehrerer Empfangskanäle nur einen Empfänger vorsieht, dessen Mischfrequenz zwischen geeigneten Werten umgeschaltet wird.

Um die Auswirkung der Bewegung eines Ziels zu untersuchen, wird der einfache Fall angenommen, daß sich das Ziel unter dem Winkel α radial auf die Antenne zubewegt. Wenn, wie bereits früher erwähnt, das Ziel unter dem Winkel α ruhend ist, dann hat das Signal am Antennenausgang nur eine Spektrallinie bei f.. Diese wird auf f heruntergemischt und das Filter f spricht an. Wenn das Ziel unter dem Winkel a=0 eine Radialgeschwindigkeit hat, die eine Dopplerverschiebung f, verursacht, dann weist das Signal am Antennenausgang eine einzelne Linie mit der Frequenz fi-⁺f~i auf. Durch das Heruntermischen wird ein Signal mit der Frequenz f_o+fj

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

erzeugt und eines der Filter der Filterbank spricht an. Solange die maximale Doppler-Frequenz

f,max ^-2~ ist (f ist die Frequenz der Antennenbewegung),

verursacht die Dopplerverschiebung keine Mehrdeutigkeit bei der Winkelmessung. Wenn die Dopplerverschiebung f, beispielsweise gleich f wäre, würde das Ziel in der -nächsten "Winkelstelle" erscheinen. Unter der Voraussetzung, daß

f^max £. fg/2

ist, erfolgt zwischen der Winkel- und der Dopplermessung keine Verkopplung.

Für Ziele unter anderen Winkeln gelten entsprechende Überlegungen.

Im allgemeinen Fall, wenn sich das Ziel nicht in der Mitte einer "Strahlungskeule" befindet, sind alle sich ergebenden Spektrallinien des Antennenausgangssignals um die vom Ziel verursachte Doppler-Verschiebung verschoben. Es sprechen in jedem Empfangskanal die Filter bei den Frequenzen f +f, an. Die Signalamplitude wird durch das -Verhalten

O α λ

(Fig.6) bestimmt. Es wird nochmals daran erinnert, daß beim stationären Fall die Filter in den Empfangskanälen bei der Frequenz f ansprachen.

Abgesehen von der —^— -Verkopplung zwischen Empfängern bei der Winkelmessung mißt der nte Empfänger die Doppler-Verschiebung des Ziels, das innerhalb der nten Strahlungskeule der Antenne liegt. Durch den ersten Mischer eines jeden Empfangskanals werden einzelne "Winkeltore" gebildet.

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

Anhand der Fig.9 wird das Blockschaltbild des gesamten neuen „Radargerätes beschrieben. Der Sendeteil enthält Komponenten, die denen der Fig.1a entsprechen, nämlich einen X-Band-Oszillator 901, einen Zweiphasenmodulator 903 und eine Antenne 904. Jedem "Winkeltor" (oder jeder "Strahlungskeule") ist ein vollständiger PRC-Empfangskanal zugeordnet. Die Winkeltore werden jeweils durch die ersten Mischer der Empfangskanäle gebildet, denen jeweils die Mischfrequenz f.+f _+nf zugeführt wird; η ist gleich der entsprechenden Strahlungskeule bei η =. Die Mischfrequenzsignale sind kohärent und werden in einem Synthesizer 908 erzeugt. Wie in Fig.10 dargestellt, ist ein Bewegungszyklus T der Antenne gleich der Länge τ eines PRC-Wortes. Dadurch werden beide Kriterien

genaue PRC-Entfernungsmessung ohne Kollision mit Dopplermehrdeutigkeiten

faf

y^ , und
Bildung von "Winkeltoren"

f_s-2f_d(max)

erfüllt.

Wenn f =f ist, ist es weiterhin weniger wahrscheinlich, daß unerwünschte Schwebungsfrequenzen erzeugt werden.

Es wird angenommen, daß das Ziel genau unter dem Winkel α="-=- zu sehen ist; die Dopplerverschiebung ist f,. Im nten Empfangskanal (oder"Winkeltor") entspricht das Empfängersignal dem Signal eines bekannten PRC-Radargerätes, da die durch Antennenbewegung verursachte Modulation wie bereits beschrieben kompensiert wurde. Im Empfänger-Entfernungskanal,

13001 1/0294

D.F.Albanese 10-2-1

der der Zielentfernung entspricht, spricht bei der · Frequenz f, das"Filter an. In den anderen Entfernungstoren erfolgt keine exakte Korrelation und das Aüsgangssignal des Filters mit der Frequenz f, ist gegenüber der PRC-Korrelations funk tion um 1/1, reduziert wie beim Mehrdeutigkeitsdiagramm für PRC-Radargeräte in Fig.3 angegeben. ·

Wenn das Ziel in der Richtung 01=^5— liegt und wenn man benachbarte Winkelempfänger ("Winkeltore") betrachtet, dann verschiebt die Mischoszillatorkompensation das gesamte PRC-Spektrum um f_=f,,·ΐ_ ist hierbei die Bewegungsfrequenz

S tu S λ

(Anschaltfrequenz) der Einzelantennen und ί_ω ^β~ , d.h. £ ist die Kodewortwiederholungsfrequenz. ^ω

Dies ist äquivalent zu einem PRC-Spektrum mit einer Doppler-Frequenz von fa+f^.· Nach der PRC-Korrelation in dem Entfernungator, in dem das Ziel liegt, ergibt sich eine einzige Linie f_d+f_M. Da die schmalbandige ZF bei f_w/2 aufhört, wird dieses Signal nicht verarbeitet.

Wenn man die anderen Entfernungstore in den benachbarten Winkelempfangskanälen betrachtet, dann ist das Antwortsignal dasjenige eines PRC-Radargerätes, das außerhalb der Nutzreichwerte und bei der ersten Doppler-Mehrdeutigkeit der PRC-Mehrdeutigkeitsdiagramme liegt. Das Antwortsignal ist daher, wie vom PRC-Mehrdeutigkeitsdiagramm vorausgesagt, nur um 1/L reduziert. Dieselbe Begründung gilt auch für andere als die benachbarten Empfängerkanäle.

COPY

13001 1/0294

_29-3A790

D.F.Albanese 10-2-1

;. Wenn das Ziel zwischen Winkeln α="-=— liegt, ist die Situation schwieriger, da die Antennenbewegungsmodulation bei Vielfachen von f (Fig.6) zusätzliche Linien erzeugt. Der schlechteste Fall liegt vor, wenn das Ziel genau

zwischen zwei Kompensationswinkeln liegt, z.B. bei-=-=r-; 3λ ·

2D' ^USW·

Wie bereits im Zusammenhang mit der Winkelmessung erläutert, werden in den beiden benachbarten Empfangskanälen gleiche und gegenüber dem maximalen Signal bei ~- um 3 dB reduzierte Signale erzeugt. Das Antwortsignal von außerhalb des Entfernungsbereichs ist in den beiden benachbarten Empfangskanälen gegenüber dem Antwortsignal von innerhalb des Ent-

l/L² sinX

2 fernungsbereichs (das um 3dB reduziert ist) um 1/L reduziert.

In anderen "Winkeltor"-Empfangskanälen wird die _v Charakteristik der Strahlschwenkmodulation als auch das PRC-Mehrdeutigkeitsdiagramm-Verhalten wirksam. Die uner-

wünschten Antwortsignale liegen entsprechend dem —^ Verhalten

nach Fig.6 in der Größenordnung 1OdB während die unerwünschten PRC-Signale in der Größenordnung 15 dB liegen.

Der Oszillator 901 in der Fig.9 arbeitet in X-Band, was f einer typischen Radarfrequenz entspricht. Ein mit 901

verbundener Leistungsteiler 902 läßt den größten Teil der Leistung zu dem Zweiphasenmodulator 903 passieren. Der kleinere Teil wird zu einem Mischer 907 geführt, in dem er mit dem Ausgangssignal eines stabilen ZF-Oszillators (Koho) gemischt wird.

Copy

1 30011 /0294 _IMc-«-cted

ORIGINAL INSPECItU

D.F.Albanese 1O-2-1

Die Frequenz von 901 ist mit f. bezeichnet; die vom.Koho 906 mit f_ZF· Dementsprechend hat das Ausgangssignal des Mischers die Frequenz f.+f_-_. Das Ausgangssignal des Mischers steuert direkt einen "Winkeltor^Frequenzsynthesizer, der ein zu dem Ausgangssignal des Mischers 907 synchroner Mehrfrequenzgenerator ist. Dadurch ist für die von 908 erzeugten Mischfrequenzsignale für die gesamte, einer "Mischergruppe 912 folgende , Signalverarbeitung die Phasenkohärenz gewährleistet.

In einem Leistungsverstärker 905 werden im Modulator 903 modulierte Signale breitbandig verstärkt. Die Bandbreite ist mindestens 10 MHz. Das verstärkte Signal wird von einer Antenne 904 abgestrahlt. Die Antenne 904 ist dieselbe wie bei einem üblichen PRC-Radargerät. Sie leuchtet den gewünschten Sektor aus und sie kann ein relativ einfacher Hornstrahler sein. Die gesamte und für das neue Radargerät typische Antennenanordnung wird anhand der Fig.13 noch näher erläutert werden.

Wie bei der PROErzeugung üblich steuert ein Kode-Taktgenerator 909, der mit 5 MHz betrieben wird* einen 5-stufigen PRC-Kodierer 910. Diese Anordnung stimmt im Wesentlichen mit der der Fig.1a überein. Das Ausgangssignal des Kodierers liefert nicht nur den Maximallängenkode zum Modulator sondern steuert auch eine 5-stufige binäre Kodeverzögerungseinrichtung 911. Diese Einrichtung ist meist nur ein Standardgerät mit einer Gesamtverzögerung von einem Kodewort und mit 31 Anzapfungen, wobei die 31 Bits des Kodewortes (die Bitlänge ist beispielsweise 200 ns) an den Anzapfungen

COPY

130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

vorhanden sind bevor sich das Wort selbst wiederholt. Die gesamte Wortlänge τ ist 6 200 ns und somit ist der erste redundante Bereich ungefähr 9 30 m. Der redundante Bereich kann jedoch mittels der in der DE-OS 26 52 665 gegebenen Lehre wesentlich vergrößert werden.

Bei der Empfangsantenne wird an dieser Stelle zur Vereinfachung angenommen, daß sie sich (Fig.10) mit der Geschwindigkeit S_ von einem Endpunkt 913 zum anderen

" el -

Endpunkt 913a ihrer Bewegungsbahn bewegt und daß sie sich während der Zeit null zurückbewegt. Die Antenne 903 empfängt Echosignale von Zielen, die von der Antenne 904 angestrahlt wurden. Das Echosignal wird in 2n+1 Empfangskanäle im Block 912 aufgeteilt.

Anhand der Fig.8 wird klar wie diese Zahl 2n+1 zustandekommt. Dem Block 912 sind breitbandige ZF-Verstärker nachgeschaltet, wobei zwei hiervon, 918 und 919, dargestellt sind. Diese breitbandigen ZF-Verstärker haben eine Bandbreite von mindestens 10 MHz um f„„ herum wegen der hier

ου

noch vorhandenen PRC-Modulation.

Die Mischer in 912 und die Verstärker 918, 919 gehören zu den erwähnten Empfangskanälen. Jeder der Mischer in 912, der von 908 seine diskrete Mischfrequenz erhält, entspricht einem in Fig.8 dargestellten Strahl ("Winkeltor" oder •Winke!zelle"). Die diesen Winkelzellen zugeordneten Strahlungs· keulen im Raum sind zwar als reale Strahlungskeulen nicht vorhanden. Von dem Radargerät wird jedoch ein den Strahlungskeulen äquivalentes Ergebnis erzielt. In ähnlichen Fällen und allgemein bei Radargeräten mit synthetischer Apertur

O^GIMAL INSPECTED

130011/0294 " _c.-.,.

D.F.Albanese 10-2-1

wird deshalb trotzdem der Ausdruck "Strahlungskeule" (und entsprechend Strahlschwenkung) gebraucht.

In der Fig.9 sind zwei Dekodierblöcke 914 und 915 dargestellt. Diese Einrichtungen sind für jeden Empfangskanal vorhanden. Von den 31 Phasenkoinzidenzdetektoren sind in 914 nur drei 920, 921, 922 dargestellt. Die Demodulator- -blöcke kann man auch als Eritfernungskanal-Demodulator, in denen die Korrelation durchgeführt wird, bezeichnen. Das Ai;sgangssignal des ZF-Verstärkers 918, der einem "Winkeltor" zugeordnet ist, wird allen 31 Koinzidenz-Schaltungen von 914 parallel zugeführt. Das jeweils andere Eingangssignal stammt jeweils von einem der 31 Ausgänge der Verzögerungseinrichtung 911.

Den Blöcken 914 und 915 sind Blöcke 916 und 917 nachgeschaltet. Sie enthalten jeweils ein Clutter-Kammfilter 923, 925, denen jeweils ein schmalbandiger ZF-Verstärker 924, 926 nachgeschaltet ist. Die Clutter-Kammfilter 923, 925 beseitigen nur Frequenzkomponenten, die ruhenden Zielen entsprechen, d.h. solche, deren Spektrum keine von einem Ziel verursachten Doppler-Modulationskomponenten (Geschwindigkeit) enthält. An dieser Stelle ist die PRC-Kodierung nicht mehr vorhanden. Die Eingangssignale der Blöcke 916 und 917 können einen Bandpaß passieren, dessen Bandbreite um f„„ herum 75 kHz ist. Diese Blöcke 916 und 917 gehören zur PRC-Technologie. Jeder der 31 Koinzidenz-Schaltungen der 2n-M Korrelatoren, von denen 914 und 915 dargestellt sind, ist ein Kammfilter und ein schmalbandiger ZF-Verstärker nachgeschaltet. Somit stellt das Ausgangssignal eines jeden

COPY 130011/0294

D.F.Albanese 10-2-1

schmalbandigen Verstärkers, z.B. 924, ein Signal für eine bestimmte Entfernung und unter einem bestimmten Winkel dar. Das Ausgangssignal eines jeden dieser schmalbandigen ZF-Verstärker gibt an, ob in einer bestimmten Richtung in einer bestimmten Entfernung ein Ziel vorhanden ist. Jedem dieser schmalbandigen Verstärker sind Doppler-Filterbänke 927, 928 nachgeschaltet, die Filter 929, 930, 931 enthalten. Die Zahl der Filter hängt von der gewünschten Geschwindigkeits- - auflösung ab. - - ..

Die Bedeutung der Fig.10 wurde bereits berücksichtigt, insbesondere hinsichtlich der Festlegung T =τ . Es wird nachfolgend auf die Fig.11 Bezug genommen. Bei einer praktischen Ausführung der Antenne 913, bei der bisher angenommen wurde, daß sie sich tatsächlich (Fig.4, 7, 9) über die Strecke D bewegt, ist die tatsächliche Bewegung ersetzt durch ein geeignetes Schalten von mehreren einander benachbart angeordneten Einzelantennen. Mittels eines Kommutators wird nacheinander jeweils eine andere Einzelantenne an den Empfänger angeschlossen. Im übrigen versteht sich die Fig.11 ^νοη selbst. Das programmierte Anschalten ist der tatsächlichen Bewegung vollkommen äquivalent.

Das gesamte Radargerät kann vereinfacht werden, wenn nur noch ein einziges "Winkeltor" und oder ein einziges Entfernungstor pro Winkelkanal vorgesehen ist. Nach Kenntnis der der Erfindung zugrunde liegenden Prinzipien ist diese Vereinfachung leicht durchzuführen. Der Block 912 in Fig.9 enthält nur einen Mischer und der Winkel-Tor-Frequenzsynthesizer 908 gibt die Mischoszillatorfrequenzen nach einem bestimmten Programm ab. Die Korrelation muß mittels

CCPY

130011/0294

ORIGINAL INSPECTED

2934799

D.F.Albanese 10-2-1

eines Suchvorgangs durchgefünrt werden. Es ist dann dem einzigen Mischer im Block 912 nur noch ein einzelner Breitband-ZF-Verstärker nachgeschaltet.

In der Fig.12 ist ein zur Feuerleitkontrolle geeignetes Radargerät dargestellt. Eine mit einem Sender 12o1 verbundene Antenne 1202 leuchtet den zu überwachenden Raum aus mit dem bereits beschriebenen CW-PRC-Signal.

Es sind die bereits erwähnte geschaltete Empfangsantenne 1203 und eine zusätzliche senkrecht angeordnete Empfangsantenne 1204 vorgesehen. Damit können zusätzlich zu den "Winkeltoren" im Azimut auch in Elevationsrichtung "Winkeltore" gebildet werden. Für beide Antennen enthält ein Empfänger 1205 eine Vielzahl von Kanälen. Zu einer Anzeigeeinrichtung 1206 und zu einer Steuereinheit 1207 werden Entfernungs-, Geschwindigkeits- und Winke!informationen von Zielen weitergeleitet. Die Steuereinrichtung 1207 steuert die Feuereinrichtung 1208.

Mit Hilfe dieser Daten können Raketen M1, M2 auf Ziele T1, T2 programmiert werden. Der Suchempfänger in der Rakete kann auf diese Daten geschaltet werden. Halbaktive Raketen können die Echos, die die Ziele auf die Anstrahlung von der Antenne 1202 abgeben, zur Zielsuche verwenden.

Mit dem neuen Radargerät können mehrere Raketen parallel zueinander gesteuert werden, weil von mehreren Zielen gleichzeitig Entfernung, Richtung und Geschwindigkeit ermittelt werden können.

COPY

130011/0294

2934730

D.F.Albanese 10-2-1

Anhand der Fig.13 wird eine mögliche Antennenanordnung erläutert, mit der der gesamte 36o°-Bereich überwacht werden kann. Für die Azimutüberwachung sind vier geschaltete Antennenzeilen 1301, 1302, 1303, 1304 mit Einzelantennen vorgesehen, denen jeweils eine gleichzeitig betriebene Elevationsantennenzeile 1305, 1306, 1307, 1308 zugeordnet ist. Jeder Sektor wird von einem Hornstrahler 1309, 1310, 1311, 1312 ausgeleuchtet.

Die Elevationsmessung kann vom Fachmann leicht in die Einrichtung nach Fig.9 integriert werden. Die Winkeltor-Einrichtungen werden hierzu verdoppelt. Bezüglich der PRC-Entfernungsmessung und der Geschwindigkeitsmessung ist dies nicht notwendig.

ORIGINAL INoFEICTED

130011/0294 copy

. -al-

Leerseite

copy

Claims

Patentanwalt

Dipl.-Phys.Leo Thul 2334 /3U

Kurze Str.8

7 Stuttgart 30

D.F.Albanese 10-2-1

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Patentansprüche

( 1J Radargerät, von dem pseudostatistisch kodierte Signale abgestrahlt werden, mit einem Sender, mindestens einer Antenne, einem Empfänger und einem Kode-Generator zur Erzeugung dieses pseudostatistischen Kodes der Länge τ , und bei dem die reflektierten Signale zur Entfernungsmessung in einem Korrelationsdetektor zur Erzeugung eines dekodierten Ausgangssignals mit diesem Kode-Generatorausgangssignal korreliert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsantenne (913) eine Antennenzeile (Fig.11) enthält, deren Einzelantennen zur Simulation der Bewegung einer Einzelantenne nacheinander an den Empfänger (Fig.11) angeschaltet werden, wodurch das von einem Ziel reflektierte Echosignal phasenmoduliert wird, und daß eine Einrichtung vorgesehen ist (908, 912), die aus den Spektrallinien des phasenmodulierten Signals, die jeweils einer bestimmten Einfausrichtung des Echosignals zugeordnet sind, die Einfallsrichtung ermittelt.

Sir./ S ch

14.08.1979

130011/029Ä

D.P.Albanese 10-2-1

-2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (927, 928) vorgesehen ist, die aus der Dopplerverschiebung der empfangenen Signale zusätzlich die Relativgeschwindigkeit des das Echosignal erzeugenden Ziels zum Radargerät ermittelt.

3. Radargerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Empfangskanäle (912) vorgesehen sind, die

. jeweils einem bestimmten Winkelbereich zugeordnet sind, daß ein Frequen2generator (908) vorgesehen ist, der gleichzeitig mehrere Mischfrequenzen an die Mischer in den Empfangskanälen abgibt, und daß die Mischfrequenzen den Winkelbereichen zugeordnet sind.

4. Radargerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Empfangskanal vorgesehen ist, der einen Mischer enthält, dem nacheinander von einem Frequenzgenerator unterschiedliche Mischfrequenzen, die jeweils einem bestimmten Winkelbereich zugeordnet sind, zugeführt werden.

5. Radargerät nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß jedem der Empfangskanäle zur Entfernungsmessung eine Korrelationseinrichtung (914, 915) und zur Geschwindigkeitsmessung eine Doppler-Filterbank (927, 928) zugeordnet ist.

6. Radargerät nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzgenerator (908) mit der Sendeträgerfrequenz synchronisiert ist.

130011/029*

ORIGINAL INSPECTED

D.F.Albanese 10-2-1

7. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Wortlänge (τ ) des pseudostatistischen Kodes ungefähr gleich der Zeit ist, die für einen Anschaltzyklus (T ) der Einzelantern.sn (Fig

der Empfangsantenne benötigt wird.

COPY

130011/029*