DE2348458C2

DE2348458C2 - Radarsystem zur Messung der Entfernung von relativ dazu bewegten Zielen

Info

Publication number: DE2348458C2
Application number: DE2348458A
Authority: DE
Inventors: Jacques Paris Sirven
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1972-09-26
Filing date: 1973-09-26
Publication date: 1983-12-29
Also published as: FR2201476B1; US3889261A; FR2201476A1; GB1420513A; DE2348458A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Radarsysteme dieser Art beruhen auf dem Meßverfahren, das in dem Buch »Introduction to Radar Systems« von Merrill I. Skolnik, Seiten 106 bis 109, beschrieben ist. Dieses Verfahren bestellt darin, zwei oder mehr Wellen mit einander benachbarten Frequenzen auszusenden und nach kohärenter Demodulation der reflektierten Wellen mit der jeweils zugehörigen Sendefrequenz die Phasendifferenz zu messen, die zwischen den empfangenen Wellen besteht. Die gesuchte Entfernung ist dann der gemessenen Phasendiferenz proportional, t.s besteht jedoch die Gefahr von Meßfehlern, wenn sich mehrere Ziele im Ortungsbereich des Radargeräts befinden und der Phasenvergleich zwischen Signalen durchgeführt wird, die von verschiedenen Zielen stammen.

Zur Beseitigung dieser Gefahr ist aus der GB-PS 7 43 521 bekannt, bei einem Dauerstrich-Radarsystem die von den verschiedenen Sendefrequenzen stammenden Echosignale auf die Dopplerfrequenz umzusetzen und die Dopplerfrequenzsignale getrennten Filter anordnungen zuzuführen, die jeweils einer der Sendefrequenzen zugeordnet sind. Jede Filteranordnung enthält

u) mehrere schmalbandige Bandfilter, deren Mittenfrequenzen in gleichen Abständen liegen und die zusammen den ganzen Dopplerfrequenzbereich überdecken. An den Ausgängen der Bandfilter jeder Filteranordnung erscheinen somit die von der zugeordneten Sendefrequenz stammenden Dopplerfrequenzsignale getrennt nach den Frequenzbändern, in denen die Dopplerfrequenzen liegen. Da bei gleicher Sendefrequenz die Dopplerfrequenz nur von der relativen Radialgeschwindigkeit zwischen Radargerät und Ziel abhängt, erscheinen somit die von verschiedenen Zielen mit unterschiedlichen Radialgeschvf.ndigkeiten stammenden Dopplerfrequenzsignale an verschiedenen Ausgängen jeder Filteranordnung. Eine Umschaltanordnung greift jeweils ein Signalpaar an den dem gleichen Frequenzband zugeordneten Ausgängen von zwei F;;;eranordnungen ab, und der Phasenvergleich wird an den beiden Signalen des abgegriffenen Signalpaares durchgeführt. Dabei wird die Tatsache zu Nutze gemacht, daß die Phasendifferenz zwischen zwei von verschiedenen Sendefrequenzen stammenden Dopplerfrequenzen die Entfernung des Ziels in gleicher Weise wiedergibt wie die Differenz der Phasendrehungen der hochfrequenten Sendesignale auf dem Hin- und Rückweg. Durch die Filteranordnungen wird zusätzlich gewährleistet, daß jeweils nur die von Zielen mit gleicher Radialgeschwindigkeit stammenden Dopplerfrequenzsignale dem Phasenvergleich unterworfen werden.

Da es sich bei diesem bekannten Radarsystem um ein Dauerstrich-Radarsystem handelt, bei dem also alle SenHefrequenzen gleichzeitig kontinuierlich gesendet und die entsprechenden Echosignale kontinuierlich empfangen werden, muß die Trennung der von den verschiedenen Sendefrequenzen stammenden Dopplerfrequenzsignale frequenzmäßig durch entsprechende Ausfilterung erfolgen. Die Frequenzumsetzung wird in zwei Stufen durchgeführt, indem zunächst alle Empfangssignale mit Hilfe der gleichen, in der Größenordnung der Sendefrequenzen liegenden Bezugsfrequenz gemeinsam auf eine niedrige Zwischenfrequenz umgesetzt werden und anschließend in getrennten Kanälen, die jeweils einer der Sendefrequenzen zugeordnet sine!, eine weitere Frequenzumsetzung mit Hilfe einer von der bttieffenden Sendefrequenz abgeleiteten Bezugsfrequenz erfolgt. Die getrennten Frequenzumsetzungen und Filterungen bedingen nicht nur einen erhöhten Aufwand, sondern sie ergeben vor allem die Gefahr von unterschiedlichen Phasendrehungen in den verschiedenen Kanälen, die dip Meßgenauigkeit beeinträchtigen.

Aus der US-PS 31 55 972 ist es andererseits bekannt, zwei Sendefrequenzen abwechselnd in Form von Impulsen in einem Takt auszusenden, drr wesentlich schneller als die größte zu erwartende Dopplerfrequenz ist. Auch in diesem Fall werden die Empfangssignale mit der jeweils zugeordi <;ten Sendefrequenz demoduliert, so daß für jede Sendefrequenz die niederfrequenten Dopplersignale erhalten werden, und der Phasenvergleich erfolgt an den auf diese Weise erhaltenen

Dopplersignalen. Kino Trennung der von verschiedenen Zielen mit unterschiedlicher Radialgeschwindigkcit stammenden Echosignale aufgrund der verschiedenen Dopplerfrequcn/cn ist nicht vorgesehen.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Radarsystems der im Oberbegriff des Anspruchs I angegebenen Art. das bei vereinfachtem Aufbau geringere schaltiingsbedingte Phasendrehungen ergibt. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch I angegebenen Merkmale gelöst.

Bei dem Radarsystem nach der Erfindung werden alle Empfangssignale gemeinsam der gleichen Frequenzumsetzung mit dem gleichen Bezugssignal unterworfen, unabhüngig davon, ob die Frequenzumsetzung in einer oder mehreren Stufen durchgeführt wird, und die Aufteilung der durch die Frequenzumsetzung erhaltenen Signale auf die verschiedenen Filteranordnungen erfolgt nicht frcqucnzabhüngig durch Filterung, sondern /rilahhiingig im Tnkt ιΐιτ Ι:ιιηι'κΙ;ι<.|ιιη« Die durch Frequenzumsetzungen und Ausfilterungen in getrennten Kanälen verursachten l'hasendrehungen werden dadurch vermieden, und zugleich wird der Schaltungsaufwand verringert. Die den verschiedenen Filteranordnungen /ugeführten Signale sind allerdings nicht auf die gleiche Frequenz umgesetzt, sondern auf niedrige Zwischenfrequenzen, die sich um die Differenz der Sendefrequenzen unterscheiden, dabei ist höchstens eine dieser Zwischenfrequenzen Null, so daß dann die betreffenden Signale die reinen Dopplerfrequenzsignalc sind. Durch die von der Umschalieinrichtung bewirkte Auswahl der Ausgänge der Filteranordnungen wird dennoch erreicht, dal! der Phasenvergleich immer an zwei vom gleichen Ziel stammenden Signalen durchgeführt wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigt

Fig. I ein vereinfachtes Schema zur Erläuterung des Prinzips des Radarsystems nach der Erfindung.

F i g. 2 Zeitdiagramme der Sendcsignale und der entsprechenden Zustände der Umschalter im Sender und im Empfänger.

F i e. 3 das Schaltbild eines Ausführungsbeispicls des RiKi;;r-.vstcms n;.ch der Erfindung und

Fig.4 ein genaueres Schaltbild der Signalabnahme- und Wahlanordnungen in dem Radarsystem von Fig.3.

Das Prinzip der Entfernungsmessung durch ein Mehrfrequenz-Radarsystem ist in dem Buch »Introduction to Radar Systems« von Merrill I. Skolnik. Seite 106 erläutert. Die Entfernung D zwischen einem erfaßten Ziel und dem Radargerät wird als Funktion der Phasendifferenz Δ-y zwischen ^n empfangenen Echowellen, der Frequenzdifferenz /'zwischen den gesendeten Wellen und der Lichtgeschwindigkeit c folgendermaßen ausgedrückt:

Die Messung der Entfernung eines erfaliien Ziels ist also eindeutig bestimmt, wenigstens bis zu einer Entfernung D_r,_Jx. für welche die Differenz Aq- gleich 2rr ist. Die Entfernung D_m.„ ist gleich der halben Wellenlänge bei der Frequenz F2-F1. Für F2-Fl = 1000Hz gilt beispielsweise D,_;!._n= 150 km. Die Entfernung D_ma, wird »Mehrdeutigkeitsentfernung« genannt. Für ein in der Entfernung π D_mj,+ D' befindliches Ziel zeigt das System nämlich eine Entfernung D=D' an. so u^ß eine Mehrdeutigkeit entsteht. Die Mehrdeutigkeitst.afernung kann aber so groß gewählt werden, allerdings auf Kosten der

Meßgenauigkeit.

Im Falle eines Zwcifrequenzsysieins ist nämlich die Genauigkeit der Entfernungsmessung gleich der Genauigkeit der Messung der Phasendifferenz. Der absolute Fehler bei der Entfernungsmessung ist also der Mehrdeutigkeitsentfernung proportional, denn der Multiplikationsfaktor der Differenz Δφ ist der Mehrdeutigkeitsentfernung proportional:

Zur Erhöhung der Genauigkeit der eindeutigen Entfernungsmessung eines weit entfernten Zieles wird das Meßprinzip in der folgenden Weise geändert.

Es erfolgt eine erste Messung auf Grund von zwei sehr nahe beieinanderliegenden Frequenzen Fl und F2 mit einer sehr großen Mehrdeutigkeitsentfernung. Der absolute Meßfehler ist groß.

Dann erfolgt eine zweite Messung auf Grund von zwei Frequenzen F2 und F3. die beispielsweise den folgenden Abstand haben:

F3-F2»5(F2-FI)

· Die dieser zweiten Messung entsprechende Mehrdeutigkeitsentfernung ist fünfmal kleinen aber das Ergebnis der ersten Messung ermöglicht die Behebung der Mehrdeutigkeit der zweiten Messung. Die Genauigkeit der zweiten Messung ist dann fünfmal größer als die

jo Genauigkeit der ersten Messung.

Es kann dann eine dritte Messung auf Grund von zwei weiteren Frequenzen F3 und F<* durchgeführt werden, für die beispielsweise gilt:

F4_F_3!=5 . 5(F2-Fl)

Die Mehrdeutigkeit dieser weiteren Messung wird durch die vorhergehende Messung behoben und die Genauigkeil ist wiederum mit dem Faktor 5 muhipiizicrt.

Jede zusätzliche Messung ergibt eine schrelle Erhöhung der Genauigkeit und die Gesamtmehrdeutigkeitsentfernung bleibt die gleiche.

Dieses Verfahren ermöglicht somit Messungen großer Genauigkeit in einem breiten Entfernungsbereich.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Schema eines Zweifrequenz-Radarsystems nach der Erfindung.

Das System enthält auf der Sendeseite zwei Quellen 1 und 2, die Schwingungen der Frequenz Fl bzw. der Frequenz F2 liefern. Ein Umschalter Cl. der die eine oder die andere Quelle in einem festgelegten Takt auswählt, ist mit einem Sender 3 verbunden. Das erzeugte Signal wird anschließend von einer Antenne 4 über eine Richtungsgabel 5 (Zirkulator) ausgesendet.

Das gesendete Signal ist dann eine sich wiederholende Folge von zwei Impulsen mit konstanten Trägerfrequenzen Fl und F2. Die zeitliche Verteilung der Impulse wird durch den Umschalter Cl erhalten. Sendeseitig erfolgt eine zeitliche Versetzung zwischen einem Impuls der Trägerfrequenz Fl und einem anderen Impuls der Trägerfrequenz FZ

Die gleiche Versetzung wird empfangsseitig angewendet, um die beiden empfangenen Impulse voneinander zu trennen und in zwei verschiedene Verarbeitungskanäle zu leiten, damit die entsprechenden Phasenabstände bestimmt werden. Die Foigeperiode des Sendesignals ist jedoch im allgemeinen klein gegen die Hin- und Riückiaufzeit der Welle. Dies ist bei

Radargeräten mit hoher Folgefrequenz der Fall. Die sich auf das gleiche Ziel beziehenden Echosignale sind ausschließlich durch eine bestimmte (und auf der Sendeseite festgelegte) zeitliche Versetzung und Frequenzverseizung gekennzeichnet. Sie haben ferner praktisch die gleiche Dopplerfrequcnz. wenn es sich um ein erfaßtes bewegliches Ziel handelt. Die Feststellung eines 7/.jls auf der Empfangsseite besteht also darin, die beiden e'mem gleichen Ziel entsprechenden Empfangsimpulse auf Grund dieser Kenngrößen von den anderen Empfangsimpulsen zu unterscheiden.

Die von der Antenne 4 empfangenen Signale werden von der Richtungsgabel 5 zu einem Synchrondemodulator 7 übertragen, wo sie unter Verwendung der gleichen Bezugsfrequenz auf eine sehr niedrige Frequenz umgesetzt werden. Wenn zur Vereinfachung zunächst angenommen wird, daß die hochfrequenten Empfangssignale unmittelbar zu dem Synchrondemodulator 7 gelangen, ist die Bezugsfrequenz bei dem dargestellten Beispiel die Sendefrequenz Fl, so daß die von der Sendefrequenz Fl stammenden Echosignale auf die Frequenz Null umgesetzt, also demoduliert werden. Für diese Echosignale liefert also der Synchrondemodulator 7 die niederfrequenten Dopplersignale. Dagegen werden die von der Sendefrequenz F2 stammenden Dopplersignale mit einer Frequenzversetzung geliefert, die dem Frequenzabstand F2—Fl der beiden Trägerfrequenzen entspricht.

Normalerweise ist dem Synchrondemodulator 7 jedoch eine Frequenzumsetzer- und Filterschaltung 6 vorgerrhaltet. in welcher die Empfangssignalc zunächst auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt werden. Diese vorhergehende Frequenzumsetzung muß bei der Bemessung der dem Synchrondemodulator 7 zugeführten Bezugsfrequenz berücksichtigt werden, so daß die gesamte Frequenzumsetzung der Empfangssignale einer Umsetzung mit der Frequenz Fl gleichkommt, wie später an Hand von F i g. 3 genauer erläutert wird.

An den Synchrondemodulator 7 sind über einen Umschalter C2 zwei Filtergruppen 8 und 9 angeschlossen. Der Umschalter C2 verteilt die Empfangssignale auf die beiden in gleicher Weise ausgebildeten Filtergruppen 8 und 9. Der Betrieb des Umschalters C2 entspricht, abgesehen von einer zeitlichen Versetzung dem Betrieb des Umschalters Cl. Die Filtergruppen 8 und 9 enthalten η verschiedene Kanäle. An die Ausgänge der beiden Filtergruppen 8 und 9 ist eine Abnahmeschaltung 10 so angeschlossen, daß sie aus den Filtergruppen die Informationen entnimmt, die sich auf das gleiche erfaßte Ziel beziehen. Darauf folgen eine Wählschaltung 11, ein Phasenkomparator 12, der die Phasendifferenz Δφ bestimmt, eine Schaltung 13, die ein Signal abgibt, das die gesuchte Entfernung D darstellt, und eine Verwertungsanordnung 16. Zur Kompensation der zeitlichen Versetzung zwischen den Signalen der Frequenz Fl und der Frequenz F 2, die sich beim Phasenvergleich äußert, ist eine Korrekturschaltung 14 vorgesehen, die mit dem Phasenkomparator 12 verbunden ist und von der Schaltung 10 gesteuert wird.

Dieses System arbeitet in folgender Weise: Sendescitig wird ein Impulspaar mit den Trägerfrequenzen Fl und F2 mit einer zeitlichen Versetzung ausgesendet. Empfangsseitig wird nach der Frequenzumsetzung in dem Synchrondemodulator 7 beispielsweise der erste Empfangsimpuls in die Filtergruppe 8 und der zweite Empfangsimpuis in die Fiitergruppe 9 eingegeben, in Wirklichkeit ist die Hin- und Rücklaufzeit der Sendewelle groß gegen die Folgeperiode und außerdem gehört das erfaßte Ziel zu einer Mehrheit von Zielen, die in verschiedenen Entfernungen liegen, und gleichfalls eine entsprechende Anzahl von Impulspaaren zurückschicken. Es ist dann empfangsseitig unmöglich, am Ort des Umschalters C2 vorherzusehen, ob ein Empfangsimpuls das Echo eines Sendeimpulses der Frequenz Fl oder eines Sendeimpulses der Frequenz F2 ist, und ob dieser Impuls empfangsseitig in die Filtergruppe 8 oder in die Filtergruppe 9 einzugeben ist, denn außerdem ist das frequenzumgesetzte Signal mit einer Dopplerfrequenz behaftet, die der Radialgeschwindigkeit des Ziels in Bezug auf das Radargerät entspricht. Diese Unbestimmtheit wird durch die Trennung der beiden sich auf das gleiche Ziel beziehenden Impulse und durch eine sorgfältige Zuordnung der Ausgangssignale der Dopplerfilter 8 und 9 behoben.

Für die Form der Sendewelle besteht keine Einschränkung. Die beiden Impulse können beispielsweise nacheinander am Beginn der Folgeperiode ausgesendet werden, worauf eine Empfangsperiode folgt, in welcher der Umschalter C2 das Empfangssignal abwechselnd zu der Filtergruppe 8 und zu der Filtergruppe 9 verteilt, mit einem Arbeitszyklus, der demjenigen des Umschalters Cl ähnlich ist. Eine bevorzugte Arbeitsfolge ist in F i g. 2 dargestellt. Das System wird für gleiche Zeiten abwechselnd in den Sendezustand und in den Empfangszustand gebracht. Auf einen Impuls der Frequenz Fl folgt eine Empfangsperiode mit Filterung in der Filtergruppe 8, dann ein Impuls der Frequenz F2, auf den wieder eine Empiangsperiode mit Filterung in der Filtergruppe 9 erfolgt usw. Es ist dann in allen Fällen sichergestellt, daß dann, wenn ein Empfangsimpuls in einer der Filtergruppen 8 oder 9 eingebracht ist, der sich auf das gleiche Ziel

beziehende andere Impuls automatisch in die andere Filtergruppe eingebracht wird. Ein System mit mehr als zwei unterschiedlichen Frequenzen arbeitet nach dem gleichen Prinzip mit ebenso vielen Fiitergruppen und Stellungen des Umschalters C2, wie Sendefrequenzen

*o vorhanden sind.

An den verschiedenen Ausgängen der Filtergruppen 8 und 9. von denen in Fig. I jeweils nur ein einziger Ausgang dargestellt ist, erscheint ein ganzer Signalbereich mit verschiedenen Dopplerfrequenzen. Jede Filtergruppe 8 bzw. 9 besteht aus einer Gruppe von η Filtern mit festgelegter Durchlaßbandbreite, von denen jedes Filter durch seine Mittenfrequenz gekennzeichnet ist. Ferner ist in jeder Filtergruppe der Abstand der Mittenfrequenzen konstant und für alle Filtergruppen

so gleich.

Im Falle des Echos eines Impulses der Frequenz Fl wird dieses empfangsseitig durch das Signal der Frequenz Fl demoduliert, und das demodulierte Signal hat am Ausgang des Synchrondemodulator 7 eine Frequenz fD, weiche die Dopplerfrequenz iist, die der Radialgeschwindigkeit des erfaßten Ziels entspricht. Dieses Signal wird zu der einen oder anderen Filtergruppe 8 bzw. 9 geleitet, beispielsweise zu der Filtergruppe 8. Nach Behandlung in dieser Schaltung erscheint das Signal wieder am Ausgang des Filters, dessen Bandbreite die Frequenz fD enthält. Es sei j die Ordnungszahl dieses Filters, wobei j eine j;anze Zahl zwischen 1 und η ist. Das Echo des Impulses der Frequenz F2 hat am Ausgang des Synchrorsdemodula-

tors 7 eine Frequenz /D+F2-F1, da es durch ein Signal der Frequenz F1 frequenzumgesetzt wird, und es wird dann in die Filtergruppe 9 eingegeben. Es erscheint somit wieder am Ausgang des Filters, dessen Bandbreite

die Frequenz. (D+Fl-F \ enthüll: die Ordnungszahl dieses Filters sei j+k, wobei k eine ganze Zahl ist. Der Abstand k der Ordnungszahlen entspricht dem Frequenzabstand F2 — F\. Wenn dagegen ein Impuls der Frequenz Fl in die Filicrgruppc 9 eingegeben wird, wird der andere 'mpuls des Senclcimpulspaares in die Filtergruppe 8 eingegeben. Das abzunehmende Signalpaar erscheint ί,,η Ausgang /der Filtergruppe 8 und am Ausgang i—k der Filtergruppe 9 (wobei ;' eine ganze Zahl zwischen I und π ist.)

Der größeren Bequemlichkeit wegen werden die

Trägerfrequenzen Fl und F2 jeder Impulsfolge so

' gewählt, daß die Differenz F2-FI gleich einem Vielfachen Ar des Abstands der Mittenfrequenzen der Filter in jeder Filtergruppe ist.

Die Bandbreite jedes Filters ist nämlich im wesentlichen gleich dem Abstand zwischen den Mittenfrequenzen von zwei aufeinanderfolgenden Filtern. Die Frrniipr>7 /"D nimmt in Hi»r Bnndhi ·ί|ρ pinp« Filters pinp bestimmte Lage in Bezug auf die Mittenfrequenz dieses Filters ein. Dieses Filter habe die Ordnungszahl j. Die Frequenz (D+F2-FX wird also die gleiche Lage in Bezug auf die Mittenfrequenz des Filters mit der Ordnungszahl j+k einnehmen. Die Amplituden der beiden Signale jedes abgenommenen Signalpaares sind dann gleich groß.

Dies wäre nicht der Fall, wenn die Zahl k keine ganze Zahl wäre, weil der Frequenzgang jedes Filters nicht notwendigerweise linear ist. und außerdem bestünde eine Fehlermöglichkeit bei der Auswahl der Ausgangssignale der Filtergruppen 8 und 9. Die Differenz zwischen den Ordnungszahlen der Ausgänge, an denen die Signale des gleichen Paares erscheinen, ist nämlich stets eine ganze Zahl. Ihr Wert wäre dann entweder die nächste unter A- liegende ganze Zahl oder die nächste über k liegende ganze Zahl. Es bestünden dann Verwirrungen bei der Signalabnahme. wodurch sich Meßfehler ergeben könnten.

Ein erfaßtes Ziel ist also empfangsseitig dadurch vollkommen bestimmt, daß ein Signal am Ausgang j einer Filtergruppe und ein Signal am Ausgang j± k der anderen Filtergruppe vorfinden sind.

F"i ti··? Art der Filtergruppen 8 und 9 besteht keine Einschränkung. Es handelt sich um Schaltungen, die ein Signal liefern, das die Phasenverschiebung zwischen der Empfangswelle und der Sendewelle darstellt und an einem Ausgang verfügbar ist. dessen Ordnungszahl die Dopplerfrequenz des erfaßten Ziels darstellt.

Eine digitale Tiltergruppe. die ein Rechenorgan zur Berechnung der Fourier-Transformierien des Eingangssignals enthält, eignet sich beispielsweise hervorragend für dieses Radarsystem. Jedes Rechenorgan verfügt über zwei Eingänge, die mit einer 90 -Phasenverschiebung gespeist werden, denn die Rechnung erfolgt in der komplexen Ebene. Es entnimmt eine Folge von η Probewerten des Eingangssignals, die in regelmäßigen Zeitabständen liegen (beispielsweise einen Probewert in jeder Sendeperiode). Es liefert dann am Ausgang das Leistungsspektrum des Eingangssignals. Zu diesem Zweck enthält es eine vorbestimmte Anzahl η von Ausgängen, die η Filtern mit gleichmäßig verteilten Mittenfrequenzen entsprechen. Jeder Ausgang ist in Wirklichkeit doppelt vorhanden, mit einer Speicherschaltung verbunden und hefert zwei Signale, welche die Komponenten eines Vektors sind, dessen Amplitude die Leistung des Echos bei der betreffenden Frequenz darstellt, und dessen Winkel in Bezug auf eine feste Bezugsiage die Phase des Echos in Bezug auf die Sendewelle darstellt.

Die aus der Abnahmeschaltung 10 und der Wählschaltung 11 bestehende Anordnung analysiert alle Ausgänge, urn das Vorhandensein aller erfaßten Ziele zu bestimmen und die entsprechenden Signale zu dem Phasenkomparator i2 zu übertragen. Die Abnahmeschallung 10 nimmt die sich auf das gleiche erfaßte Ziel beziehenden Signale gleichzeitig ab. Sie nimmt das Signal am Ausgangyder Filtergruppe8(j- 1,2... n^und das Signal am Ausgang j+ k der Filtergruppe 9 ab und überträgt das Signalpaar zu der Wählschaltung 11. Wenn in dieser Wählschaltung Il die Amplituden der beiden abgenommenen Signale einen von vornherein festgelegten Schwellenwert überschreiten, bedeutet dies, daß ein Ziel vorhanden ist. Die beiden Signale werden dann zu dem Phasenkomparator 12 übertragen der die Differenz Δψ ihrer Phasen bestimmt. Wenn dagegen eines der beiden Signale eines abgenommenen Signalpnnrcv"; odor aiirh hpide Signalp pinp Amplitude haben, die unter dem Schwellenwert der Schaltung Il liegt, wird das Signalpaar verworfen, da es kein erfaßtes Ziel darstellt. Der gleiche Vorgang wird von den Schaltungen 10 und Il für die Ausgänge i+k der Filtergruppe 8 (i= I. 2 ... n) und den Ausgang / der Filtergruppe 9 wiederholt, damit alie Möglichkeiten der paarweisen Zuordnung von Ausgängen der Filtergruppen ausgewertet werden.

Für die Auswahl der Ausgangssignale der Filtergruppen 8 und 9 kann auch ein strengerer Maßstab angelegt werden. Beispielsweise werden vier Signale gleichzeitig an den Ausgängen j— k und j+ k der Filtergruppe 9 und an den Ausgängen j und j+2k der Filiergruppe 8 abgenommen. Die Wählschaltung überträgt dann das Signalpaar vom Ausgang j der Filtergruppe 8 und vom Ausgang j+k der Fütergruppe 9 nur dann zum Phasenkomparator 12. wenn diese Signale einerseits den Schwellenwert überschreiten und wenn anderseits kein Signal gleichzeitig am Ausgang j—k der Filtergruppe 9 und am Ausgang j+2k der Fütergruppe 8 vorhanden ist. Wenn nämlich ein Impuls der Frequenz /·" 1 empfangsseitig am Ausgang j der Filtv^gruppe 8 erscheint, erscheint dann der Impuls der Frequenz F2 am Ausgang j+ k der Filtergruppe 9 und eine Messung kann durchgeführt werden. Wenn jedoch ein Impuls der Frequenz Fl am Ausgang j—k der Filtergruppe 9 vorhanden ist, ist auch ein entsprechendes Signal der Frequenz F2 am Ausgang j der Fütergruppe 8 vorhanden. Dieses Signal addiert sich zu dem vorhergehenden und die Entfernungsmessung ist falsch. Die Wählschaltung muß also diesen Fall ausschalten, auch auf die Gefahr hin, daß ein oder mehrere Ziele verlorengehen, denn es ist besser ein echtes Ziel zu verwerfen, als ein nicht vorhandenes Ziel und eine nicht vorhandene Entfernung anzuzeigen. Diese Bemerkung gilt natürlich auch für den Ausgang j+2k der Fütergruppe 3, an dem kein Signal erscheinen darf, das die Bewertung des Signals am Ausgang j+ k der Fütergruppe 9 stören würde. Die Abnahmeschaltung 10 und die Wählschaltung 11 werden später im einzelnen beschrieben.

Bei dem beschriebenen Radarsystem werden die beiden Signale eines Paares nicht gleichzeitig gesendet. Nach der Filterung werden sie aber gleichzeitig abgenommen und verglichen. Die Messung der Phasendifferenz muß die Entwicklung berücksichtigen, welche die Phase dieses Signals zwischen dem Zeitpunkt, in dem es gespeichert wird, und dem Zeitpunkt in dem es zum Phasenkomparator 12

übertrugen wird, aufweisen müßt?. Zu diesem Zweck ist mit der Abnuhmcschnllung 10 eine Phasenkorrekturschaltung K verbunden, die zu dem Phasenkomparator 12 ein Signal liefen, das für jedes Signalpaar von der Ordnungszahl des Ausgangs der abgenommenen Signale und von der Differenz zwischen den Speicherzeiten in den Ausgangspeichern der Filter der beiden Signale des Paares abhiingt.

Im ersten Fall der Signalabnahme sei Aq>j die Phasendifferenz zwischen dem Signal am Ausgang/der Filtergruppe 8 und dem Signal am Ausgang j+k der Filtergruppe 9: die Korrekturschaltung 14 liefert dann zu dem Phasenkomparator 12 die Größe Atp'j. die der Speicherzeit der Information am Ausgang j der Filiergruppc 8 während einer Folgeperiode mehr als die Information am Ausgang j+k der Filtergruppe 9 einspricht. Diese Größe hängt von der Ordnungszahl des Ausgangs der abgenommenen Signale ab, d. h. von ihrer Donnlerfrequenz. Der Phasenkomparator Üefert dann die Größe aq>j+Ay'j.

Im zweiter Abnahmefall ist das Signal am Ausgang i der Filiergruppe 9 um eine Folgeperiode mehr gespeichert als das Signal am Ausgang i+k der Filtergruppe 8. Die Schaltung 14 liefert dann ein Signal Δφ'ί. und der Phasenkomparator liefert ein Signal Δψί+Δφ'ΐ. Die Werte zlg>7 und Dy'i haben natürlich entgegengesetzte Vorzeichen. Die Korrekturschaltung 14 besteht aus einer Folge von n — k Speichern, von denen jeder ein Signal 4φ'/enthält, aus einer Folge von n — k weiteren Speichern, von denen jeder ein Signal Ay'j enthält, und aus einer Gruppe von Schaltern, die synchron mit den Schaltern der Abnahmeschaltung 10 betätigt werden, damit der Inhalt des entsprechenden Speichers jedesmal dann, wenn ein abgenommenes Signalpaar übertragen wird, zudem Phasenkomparator übertragen wird.

F i g. 2 zeigt ein Beispiel der Form des gesendeten Signals als Funktion der Zeit und den entsprechenden Zustand der Umschalter CI und C2. wobei die Angaben 0. I, 2 von Fig. 1. 2 und 3 die verschiedenen Stellungen darstellen, welche die Umschalter Cl und C2 annehmen können. In Fig. 1 und 3 sind die Umschalter in der Stellung 0. dargestellt.

Das gesendete Signal hat das Taktverhältnis 0.5: Die Folgeperiode T ist in vier Teile unterteilt: Die Aussendung eines Impulses der Trägerfrequenz Fl mit der Dauer 774. gefolgt von einer Sendepause der Dauer 774. die eine Empfangsperiode enthält, deren Dauer kleiner als T/4 ist. dann die Aussendung eines Impulses der Trägerfrequenz F2der Dauer T/4, gefolgt von einer Sendepause der Dauer T/4. die eine Empfangsperiode enthält deren Dauer kleiner als 774 ist.

Der Umschalter Cl arbeitet in folgender Weise: In der Stellung 1 stellt er die Verbindung zwischen dem Oszillator 1 und dem Sender 3 von F t g. 1 her. wodurch er die Aussendung eines Impulses der Trägerfrequenz Fl ermöglicht. Wenn er in die Stellung 2 gebracht wird, stellt er die Verbindung zwischen dem Oszillator 2 und dem Sender her, damit ein Impuls der Trägerfrequenz F2 ausgesendet wird. In der Stellung 0 findet keHe Verbindung statt. Es gibt dann keine Sendung.

Der Umschalter C2 arbeitet in folgender Weise: In der Stellung 0 gibt es keinen Empfang. In der Stellung 1 wird das Empfangssignal zu der Filtergruppe 8 übertragen. In der Stellung 2 wird das Empfangssignal zu der Fiitergruppe 9 übertragen. Eine Zeitversetzung zwischen dem Betrieb des Umschalters Ci und dem Betrieb des Umschalters C2 vermeidet, daß die scndcseitig aufgewendeten starken Leistungen in die Empfangsschültungen eingeführt werden: Der Umschalter C 1 geht eine kurze Zeit, bevor der Umschalter C'2 in die Stellung 2 oder in die Stellung 1 gebracht wird, in die Stellung 0 /iiiiick. und der Umschalter C2 geht in die Stellung 0 zurück, bevor der Umschalter Cl in die Stellung I oder in die Stellung 2 geht

F i g. 3 zeigt das Schema eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des beschriebenen Radarsystems. Die Form des Sendesignals entspricht dem Diagramm von F i g. 2.

Der Sendeteil enthalt, wie in F i g. I, eine Quelle I, die eine Schwingung der Frequenz Fl liefert, und eine Quelle 2. die eine Schwingung der Frequenz F2 liefert.

Die zeitliche Tastung dieser Schwingungen erfolgt durch den Umschalter Cl, der mit dem Sender 3 verbunden ist. Das vom Sender abgegebene Signal wird über die Richtungsgabcl 5 von der Anrenne 4 2US⁰CSCHdC!.

Das beschriebene System ist ein sogenanntes »kohärentes» System. Es enthält einen Stetieroszillator 20, dem wenigstens zwei Frequenzvervielfacher 21 und 22 und zwei Frequenzteiler 23 und 24 zugeordnet sind, die je-.eils in Kaskade geschaltet sind und deren Ausgangssignale für alle Bestandteile des Radargeräts verwendet werden, damit die Phasenkohärenz der Schwingungen im ganzen System aufrecht erhalten wird.

Damit insbesondere vollkommen stabile Sendefrequenzen erhallen werden, deren Differenz F2—FX vollkommen definiert und konstant ist, werden die Frequenzen FI und F2 durch Frequenzaddition aus den Signalen erhalten, die von der aus Steueroszillator, Frequenzvervielfachern und Frequenzteilern bestehenden Anordnung geliefert werden. Ein Höchstfrequenzsignal FO wird von dem Frequenzvervielfacher 22 abgegeben, (ede Quelle ist in Wirklichkeit eine Frequenzaddierschaltung vom Typ eines Einseitenbandmischers. in welchem zu dem Signal mit der Frequenz FO ein weiteres Signal mit kleinerer Frequenz addiert wird, das von der Frequenzteilerkaskadc 23, 24 abgegeben wird.

Die Frequenz Fl des Ausgangssignals der ScNltung 1 wird durch Addition der Frequenz FO des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers 22 und der Frequenz f\ des Ausgangssignals des Frequenzverteilers 23 erhalten.

Die Frequenz F2 des Oszillators 2 wird durch Addition der gleichen Frequenz FO des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers 22 und der Frequenz /2 des Ausgangssignals eines Mischers 25 erhalten. Dieser Mischer liefert am Ausgang ein Signal, dessen Frequenz die Summe der Frequenzen der Ausgangssignale des Frequenzteilers 23 mit der Frequenz f\ und des Frequenzteilers 24 mit der Frequenz /0 ist. Die Frequenz FQ des Ausgangssignals des Frequenzteilers 24 ist so festgelegt, daß sie gleich der Differenz F2—Fl ist. Die Frequenz /"2 am Ausgang des Mischers 25 ist also die Summe f\+(F2-Fl).
DieFrequenzFlistalsoFl = FO + n.
Die Frequenz F2 ist also F2 = FO + /"2.
Fernergilt/0 = /'2-/"l = F2-Fl.
Die Stabilität der Differenz hängt somit nicht von zwei getrennten Oszillatoren ab. Sie wird durch Frequenzteilung auf Grund des Steueroszillators 20 erhalten, der ein Quarzoszillator ist und somit eine sehr große Frequenzstabilität aufweist.

Als Draktischer AnhaltsDunkt lieeen die Freauenzen

Fl und F2 in der Größenordnung von einigen Gigahertz. Die Differenz F2—F1 in der Größenordnung von 100 Hz ermöglicht eindeutige Entfernungsmessungen bis zu f50 km.

Der Empfangsteil enthält hinter der Richtungsgabel 5 einen Frequenzumsetzer mit einer Mischstufe 32 und einer Schwingungsquelle 33. Diese Quelle ist in Wirklichkeit ein Mischer, der einerseits das Signal mit der Frequenz Fl und andererseits das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 21 mit der Frequenz F 21 empfängt. Der Mischer 32 bewirkt somit eine erste Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz mit der Oberlagerungsfrequenz FI — F2. Hinter dem Mischer 32 enthält der Empfänger eine Filterschaltung 34 und /wci Syn<_hrondemodulatoren 35 und 36. Diese empfangen das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 21 mit der Frequenz F21 als Bezugsfrequenz mit 90° Phasenverschiebung mit Hilfe eines 90°-Phasenschiebers 37. Demzufolge bewirken die Synchroridernöduiatoren 35 und 36 eine zweite Frequenzumsetzung mit der Frequenz F21. Die Summe der beiden Frequenzumsetzungen in den Schaltungen 35 und 36 entspricht somit einer Gesamtfrequenzumsetzung der Empfangssignale mit der Frequenz Fl. Demzufolge werden die von der Sendefrequenz Fl stammenden Empfangssignale auf die Frequenz Null umgesetzt, d. h. demoduliert, so daß die niederfrequenten Dopplersignale erhalten werden. Dagegen werden die von der Sendefrequenz F2 stammenden Dopplersignale mit einer Frequenzversetzung geliefert, die der Differenz F2—Fl der beiden Sendefrequenzen entspricht.

Auf den Synchrondemodulator 35 folgen ein Analog-Digital-Umsetzer 38 und ein Umschalter C21. Auf den Synchrondemodulator 36 folgen ein Analog-Digital-Umsetzer 39 und ein Umschalter C22.

Jeder der Umschalter C1\ und C22 ist mit zwei Rechenanordnungen 40 und 41 für die Berechnung der Fourier-Transformierten verbunden. Der Betrieb der Umschalter C2I und C22 ist mit dem Betrieb des Umschalters C2 von F i g. I und 2 identisch. In der St'.'ünn:· 0 wirci keine Verbindung hergestellt. In der Stellung I sind die Ausgänge der beiden Schaltungen 38 und 39 mit der Reclienanordnuiig 40 verbunden: in der Stellung 2 sind diese Ausgänge mil der Rechenanordnung 41 verbunden.

Die RcL'hcnanordnungen 40 unJ4l sind herkömmliche digiialc Ri-chcnorgane. die insbesondere zur Berechnung der diskreten Fourier-Transformicrlcn eines Eingang.ssignals nach eir.em zuvor aufgestellten Algorithmus bestimmt sind.

Das Eingangssignal jeder Rechenanordnung wird in komplexer Form geliefert. Es besteht aus einem Realteil und einem Imaginärteil, die von dem Analog-Digital-Umsetzer 38 b/.w. von dem Analog-Digital-Umsetzer 39 geliefert werden.

Die Rechenanordnungen haben η Ausgänge, und jeder dieser Ausgänge liefert ein Signal, das der Leistung proportional ist. die in einem Frequenzband von bestimmter Breite enthalten ist. und das d':n Phasenunterschied /wischen der empfangenen Welle und der gesendeten Wellt: darstellt.

Jede Rechenanordnung enthüll im wesentlichen einen Eingangsspeicher, einen Arbeitsspeicher, einen Ausgangsspeicher und Rechencini -htungen. Die Ausgänge der beiden Rechenanordnungen 40 und 41 sind mit der Abnahmeschaltung 10 verbunden. Die weitere Schaltung ist mil der Darstellung von C i g. I identisch. Auf die Schaltung 10 folgt die WählschnlUing II. dann der Phasenkomparator 12 und das Rechenwerk 13. Eine Korrekturschaltung 14 ist zwischen der Schaltung 10 und dem Phasenkomparator 12 angeordnet Eine Eichschaltung 15 ist über ein Kopplungselement T2 zwischen dem Ausgang des Phasenkomparator 12 und dem Rechenwerk 13 angeschlossen. Der Ausgang der Schaltung 13 ist mit der in F i g. 3 nicht dargestellten Auswertungsanordnung 16 verbunden.

Der F.mpfangsteil arbeitet in folgender Weise: Das

ίο Empfangssignal erfährt in dem Mischer 32 eine Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz mit der von der Schaltung 33 gelieferten Frequenz Fl — F21. Die Schaltung 33 ist, wie die Schaltungen 1 und Z nach Art eines Einseitenbandmischers ausgebildet. Das Zwischenfrequenz-Empfangssignal wird anschließend in der Schaltung 34 gefiltert. Dieses Filter ist insbesondere dazu bestimmt, die Trägerfrequenz zu unterdrücken und die Dynamik des zu den folgenden Schaltungen übertragenen Signals zu verringern, damit deren Sättigung vermieden wird.

Das Zwischenfrequenz-Empfangssignal erfährt eine erneute Frequenzumsetzung in den beiden Synchrondemodulatoren 35 und 36. denen das vom Frequenzvervielfacher 21 gelieferte Signal der Frequenz F21 mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90" zugeführt wird.

Diese Maßnahme erfolgt im Hinblick auf die Verarbeitung des Signals durch ein Rechenorgan für die Berechnung der Fourier-Transformierten. die in der komplexen Ebene erfolgt. Der eine der beiden Synchrondemodulatoren 35 und 36 liefert also das »reelle« Signal, während der andere Synchrondemodulator das »imaginäre« Signal liefert. Die Signale werden anschließend in den Schaltungen 38 und 39 abgetastet

J5 und in eine digitale Form umgewandelt.

Die Rechenanordnungen zur Berechnung der Fourier-Transformicrlcn arbeiten sequentiell. Sie behandeln blockwcisc die Gesamtheit von η Folgeperioden. Sie verfügen zu diesem Zweck über einen Hauptspeicher zur Aufzeichnung der im Verlauf von η Folgeperioden empfangenen Signale. Während der Aufzeichnung behandelt jede Rechenanordnung die im Verlauf des vorhergehenden Zyklus empfangenen Signale. Sie verfügt zu diesem Zweck über einen Arbeitsspeicher.

der die gleiche Kapazität wie der Hauptspeicher hat. Das Rechenergebnis erscheint anschließend gleichzeitig an den Klemmen der η Ausgänge, wo die Signale gespeichert und während der Berechnung des folgenden Zyklus abgenommen werden. Ein erfaßtes Ziel ist empfangsseitig durch das Vorhandensein eines Signalpaarcs gekennzeichnet, dessen Kenngrößen gelegentlich der Beschreibung von Fig. I angegeben worden sind.

Damit das System richtig arbeitet, wird die Folgefrequenz der Sendeimpulse gleich einem Vielfachen der Frequenzdifferenz F2-FI gewählt. Ferner wird die Folgefrequenz des Aufzeichnungs- und Arbeitszyklus der Rcchenanordniingen gleich einem ganz/ahligen Teiler dieser Frequenzdifferenz gewühlt, damit das Ausg;·; gssignal des Phasenkomparators 12 nicht mit einer Modulation behaftet ist. welche die Frequenz: F2-F1 hätte. Zu diesem Zweck bewirkt eine in der Zeichnung nicht dargestellte allgemeine Synchronisieranordnung des Radargeräts u. a. die Steuerung der Umschalter Cl, ("21, C22und der Rechenanordniingcn 41 und 42. Die von ihr gelieferten Steuersignale werden auf Grund des Ausgangssignals des Oszillators 20 erhalten, damit die zuvor angegebenen Kohärenzbedin·

gungen dauernd eingehalten sind. Eine solche Synchronisieranordnung, die insbesondere Vorwärts- und/oder Rückwärtszählschahungen enthält, kann von jedem Fachmann leicht entworfen werden und wird daher hier nicht näher beschrieben.

Die Abnahmeschaltung 10 und die Wählschaltung 11 sind in F i g. 4 gezeigt. Die Rechenanordnungen 40 und 41 sind symbolisch nur mit drei Ausgangspaaren dargestellt, damit die Figur nicht unnötig überladen wird. Es ist jeweils nur der erste und der n-te Ausgang jeder Rechenanordnung sowie der y-te Ausgang der Rechenanordnung 40 und der (j+k)-ie Ausgang der Rechenanordnung 41 gezeigt. Die Abnahmeschaltung 10 enthält Torschaluingen, die in zwei Gruppen aufgeteilt sind. Die erste Gruppe enthält η Torschaltungspaare, die an die η Ausgangspaare der Rechenanordnung 40 angeschlossen sind. Diese Torschaltungen sind bei 101.1 ... lOl.y... lOl.n dargestellt, wobei das Torschaltur.gspaar 10!,/ an den Ausgang j angeschlossen ist.

Die zweite Gruppe enthält gleichfalls π Torschaltungspaare, die «n die η Ausgangspaare der Rechenanordnung 41 angeschlossen und bei 102.1... 102./'+ k... 102.Π dargestellt sind. Die 4n Torschaltungen der Abnahmeschaltung werden von einer Steuerschaltung 100 gesteuert, die ihrerseits Steuersignale von der zuvor erwähnten, aber in der Zeichnung nicht dargestellten Synchronisieranordnung des Radargeräts empfängt. Diese Steuerschaltung 100 veranlaßt die aufeinanderfolgende Übertragung der Ausgangssignale der Filtergruppen in der zuvor beschriebenen Weise zu der Wählschaltung.

Alle Ausgänge der ersten Torschaltungen jedes Paares der ersten Gruppe sind parallel an einen ersten Eingang Xl einer Schaltung 110 angeschlossen. Die Ausgänge der zweiten Torschaliungen jedes Paares der ersten Gruppe sind parallel an einen zweiten Eingang Y1 der Schaltung 110 angeschlossen.

In gleicher Weise sind bei jedem Paar der zweiten Gruppe die Ausgänge der crslcn Torsehallungcn paniilcl mit einem ersten Eingang A'2. einer Schaltung IH und die Ausgänge der zweiten Torschültungcn parallel mit einem /weiten Eingang V2 der gleichen Schaltung Il verbunden. Die in der Wählschaltung Il enthaltenen Schaltungen 110 und 111 sind Koordinatcnwandlcr zur Umwandlung von kiirtcsischcn Koordinaten in Polarkoordinatcn, die ein Signalpaar X, V in ein anderes Signalpaar ο. θ umwandeln. In dem Fall des dargestellten Radarsystems stellen X\ und Y\ die beiden Komponenten des an einem Ausgang der Anordnung 40 abgenommenen Signals in der komplexen Fbenedar.dasden Betragt»' und das Argument θ 1 hat. Das gleiche gilt für X 2 und Yl. die in « 2 und θ 2 umgewandelt werden. Die Signale θ I und θ 2 werden dem Phasenkomparator 12 über Torschaltungen 115 bzw. 116 zugeführt. Diese Torschaltungen sind dazu vorgesehen, die Übertragung der Signale θ 1 und θ 2 nur in dem Fall zuzulassen, daß die Signale ο I und q 2 einen vorbestimmten Schwellenwert überschreiten. Zu diesem Zweck werden diese Signale an Schwellenwertdetektoren 112 bzw. 113 angelegt, deren Ausgänge mit einer Und-Schaltung 114 verbunden sind. Der Ausgang der Und-Schaltung 114 ist mit den Steuereingängen der Torschaltungen 115 und 116 verbunden. Der Phasenkomparator 12 enthält eine Subtrahierschaltung 120, die den Wert Θ2-Θ1 liefert, und eine Addierschaltung 121. die den Wert Θ2-Θ\+ dqf liefert. Das Signal Ag' wird von der Korrekturschaltung 14 über eine Torschaltung 140 geliefert, die gleichfalls durch das Ausgangssignal der Und-Schaltung 114 gesteuert wird. Alle in den Anordnungen 10,11,12 und 14 verwendeten Schaltungen sind digital aufgebaut.

Die Rechenschaltung 13 (F i g. 3) ist eine Multiplizierschaltung, die nach jedem Arbeitszyklus der Rechenanordnungen 40 und 41 eine Folge von Signalen liefert, welche die Entfernungen der erfaßten Ziele mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten darstellen, die aufgrund der unterschiedlichen Dopplerfrequenzen an getrennten Ausgängen erscheinen. Da die Ausgänge der Rechenanordnungen 40 und 41 mit Hilfe der Torschaltungen sequentiell abgetastet werden, erhält man für jedes Ziel das Entfernungssignal in Form von aufeinanderfolgenden Abtastwerten. Die Verwertungsanordnung 16 kann durch eine Kathodenstrahlröhre getildet sein, deren Elektronenstrahl eine mit der Signalabnahme synchronisierte Horizontalablenkung erfährt, während das Ausgangssignal' der Schaltung 13 an die Vertikalablenkplatten angelenkt wird: Man erhält dann auf dem Bildschirm eine Anordnung von Lichtpunkten, deren Koordinaten die Geschwindigkeit bzw. die Entfernung der erfaßten Ziele darstellen.

Bei der soeben beschrieb'.iien Schaltung legt das Echosignal eines Sendeimpulses der Frequenz Fl nicht den gleichen Schaltungsweg zurück wie das Echosignal eines Sendeimpulses der Frequenz F2. Dies hai im allgemeinen zur Folge, daß diese Signale nicht die gleichen Phasendrehungen bei ihrem Durchgang durch

JO den einen oder den anderen Schaltungsweg erfahren, was für die Entfernungsmessung schädlich ist. Diese Abweichung zwischen den eingeführten Phasenverschiebungen kann aber vom System selbst gemessen und in der Eichschaltung 15 gespeichert werden, so daß sie zur Korrektur der Berechnung der Entfernungen der Schaltung 13 dienen kann. Zu diesem Zweck genügt es, nacheinander zwei Impulse, nämlich einen Impuls der Frequenz FX und einen anderen Impuls der Frequenz. F2, direkt vom Sender in den Empfänger zu schicken.

Das System simuliert dann ein Echo für die Entfernung Null: es berechnet die Fouricr-Transformicrtc der impulsförmigcn Antwortsignal jedes Schaltungswcgs. und die gemessenen Phasenverschiebungswerte werden gespeichert, damit die im Verlauf der folgenden Ortungszyklen erhaltenen Werte von Διρ korrigiert werden.

Die Eichung erfolgt mit Hilfe einer Gruppe von Kopplungsgliedcrn, nämlich eines Kopplungsglicds 45. das zwischen dem Sender 3 und der Richtungsgabol 5 angeordnet ist, und von Schaltern 71 und T2. Der Arbeitszyklus des Umschalters Cl wird dann vorübergehend so geändert, daß er mit demjenigen des Umschalters C2 von Fig.2 identisch ist. Im Verlauf einer ersten Folgeperiode wird die Torschaltung Tl

55. einmal während der Sendung eines Impulses der Frequenz F1 und ein zweites Mal während der Sendung eines Impulses der Frequenz F2 geöffnet. Die in den Empfänger übertragenen Signale werden abgetastet und im Hauptspeicher der Rechenanordnungen 4Ö und 41 gespeichert. Während der n- 1 nächsten Folgeperioden bleibt die Torschaltung Π geschlossen und die Hauptspeicher empfangen kein Signal. Am Ende des Zyklus von η Folgeperioden liefern die Rechenanordnungen 40 und 41 die Fourier-Transformierte des Signals, die Phasenmessung erfolgt und das Ergebnis wird über die Torschaltung T2 zur Schaltung 15 übertragen. Das in der Schaltung 15 gespeicherte Korrv-kturglied gilt für alle wirklichen Messungen, die

auf die Eichung des Systems folgen. Zu diesem Zweck enthält die Entfernungsrechenschaliung 13 eine Subtrahierschaltung, die von jedem Entfernungsmeßwert das in der Schaltung 15 gespeicherte Korrekturglied abzieht. Wegen der geringen Änderung dieses Korrekturglieds im Verlauf der Zeit'können die Eichzyklen zeitlich weil auseinandcrliegen.

Das beschriebene Ausführungsbeispiel betrifft den Fall, daß nur zwei Sendefrequenzen Fl und F2 verwende! werden. Wie eingangs erläutert wurde, kann die Meßgenauigkeit dadurch verbessert werden, daß drei oder mehr verschiedene Frequenzen ausgesendet werden. Die Erweiterung des beschriebenen Radarsystems auf diesen Fall ist unmittelbar ersichtlich: Es wird jeweils eine der Anzahl der¹ Sendefrequenzen entsprechende Anzahl von Filtergruppen nach Art der Filtergruppen 8, 9 von Fi g. 1 bzw. der Rechenanordnungen 40, 41 von Fig.3 vorgesehen, denen die umgesetzten Empfangssignale im Takt der Aussendung

to der verschiedenen Sendefrequenzen zugeführt werden.

Hierzu 3 Blatt Z-ichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radarsystem zur Messung der Entfernung von relativ dazu bewegten Zielen durch Aussendung mehrerer nahe beieinanderliegender fester Sendefrequenzen und Messung der Phasendifferenz zwischen den durch Reflexion am Ziel entstandenen Doppler-Signalen. mit denen die von den verschiedenen Sendefrequenzen stammenden Echos behaftet sind, mit einer empfangsseitigen Frequenzumsetzerschaltung, in der alle Empfangssignale mit Hilfe von in der Größenordnung der Sendefrequenzen liegenden Bezugssignalen in einen sehr niedrigen Frequenzbereich umgesetzt werden, mit der Frequenzumsetzerschaltung nachgeschalteten, jeweils einer der Sendefrequenzen zugeordneten Filteranordnungen zur Lieferuns von die Phasenlage der von der zugeordneten Sendefrequenz stammenßf3 Dopplersignale kennzeichnenden Ausgangssignalen, wobei jede Fiiteranordnung mehrere Ausgänge hat, die schmalen Frequenzbändern zugeordnet sind, deren Mittenfrequenzen in gleichen Abständen liegen, ferner mit einer an die Ausgänge der Filteranordnungen angeschlossenen Umschalteinrichtung, die so gesteuert ;^;st, daß sie nacheinander Signalpaare an jeweils zwei einander zugeordneten Ausgängen von zwei Filteranordnungen abnimmt, und mit einem Phasenkomparator zum Vergleich der Phasen der durch die Umschalteinrichtung abgenommenen Signale des jeweiligen Signalpaares, dadvrch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise die Sendefrequenzen (Fu Fi) abwechselnd in Forrr von Impulsfolgen gleicher Folgeperiode ausgesendet werden, daß alle Empfangssignale mit Hilfe der gleichen Bezugsfrequenz auf um die Differenz der Sendefrequenzen voneinander verschiedene niedrige Zwischenfrequenzen und höchstens ein Empfangssignal unmittelbar auf die Dopplerfrequenz umgesetzt werden. daß Einrichtungen (C₂: Gi. Gj) vorgesehen sind, welche die durch die Frequenzumsetzung erhaltenen J'-'Pi'lerverschobenen Zwischenfrcquenzsignale bzw. das Dopplerfrequenzsignal im Takt der Aussendung der Seridefreqncnzimpulsfolgcn der der jeweiligen Sendefrequenz (F\. F₂) zugeordneten Fiiteranordnung (8, 9; 40, 41) zuführen, daß die Abstände der Mittenfrequenzen der den Ausgängen jeder Filteranordnung (8, 9; 40, 41) zugeordneten Frequenzbänder gleich einem ganzzahligen Teiler der Differenz zwischen jeweils zwei der festen Sendefrequenzen (F₁. Fj) ist. daß die Mittenfrequenzen der von der Umschalteinrichtung (10; 101.1— 101.n, 102.1-102./7^ ausgewählten Ausgänge, an denen jeweils ein Signalpaar abgegriffen wird, einen Abstand haben, der gleich der Differenz (F: — F₁) der beiden Sendefrequenzen ist. und daß jede Fiiteranordnung (8, 9; 40, 41) so ausgebildet ist, daß sie an ihren Ausgängen Signale liefert, welche die Phasenverschiebung zwischen der Sendewelle und der Empfangswelle darstellen, die dem dopplervcrschibenen Zwischenfrequenzsignrl bzw. dem Dopplerfrequenzsignal zugco^rdncl sind.

2. Radarsystem r.ach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß bei solcher Bemessung der *>5 Bezugsfrequenz, daß die den Empfangssignalcn erteilte gesamte Frequenzumsetzung einer Frequenzumsetzung mit einer der Sendcfrcqucn/i'n (Fi) entspricht, die Bezugsfrequenz aus dem betreffenden Sendefrequenzoszillator(l) gewonnen wird.

3. Radarsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Umschalteinrichtung (10) und dem Phasenkomparator (12) eine Signalwählanordnung (11) angeordnet ist weiche die abgenommenen Signalpaare nur in dem Fall überträgt, daß jedes der beiden Signr'e eines Signalpaares eine Amplitude hat, die über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt.

4. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das zwei feste Sendefrequenzen in Form von abwechselnden Impulsen mit hoher Folgefrequenz aussendet, dadurch gekennzeichnet, daß zwei gleiche Filteranordnungen (8,9; 40,41) vorgesehen sind, daß ein Umschalter (Cr, du C22) vorgesehen ist, welcher die Ausgangssignale der Frequenzumsetzeranordnung (7; 35, 36) in einem der Folgefrequenz der Impulsfolgen entsprechenden Takt (Fig.2) abwechselnd an die erste Filteranordnung (S; 40) und an die zweite Fiiteranordnung (9; 41) anlegt, und daß die Umschalteinrichtung (10) eine erste Gruppe von Torschaltungen (lOi.l-iOi.n) zur aufeinanderfolgenden Abnahme der ersten Signale jedes Signalpaares und eine zweite Gruppe von Torschaltungen 002.1-102./7^ZUr aufeinanderfolgenden Abnahme der zweiten Signale jedes Signalpaares enthält.

5. Radarsystem nach Anspruch 4. bei welchem die Filteranordnutigen als Rechenanordnungen zur Berechnung der Fourier-Transformierten ausgebildet sind, denen zwei quadraturdemodulierte Signale zugeführt werden und deren Ausgänge jeweils durch ein Ausgangspaar gebildet sind, dadurch gekennzeichnet, daß jede Torschaltungsgruppc der Umschalteinrichtung (10) für jedes Ausgangspaar der zugeordneten Rechenanordnung (40, 41) ein Torschaltungspaar enthält, daß die Ausgänge der ersten Torschaltungen aller Paare der ersten Gruppe (101.1 — 101.n) parallel mit einer ersten gemeinsamen Ausgangsklemme (Xi) verbunden sind, daß die Ausgänge der zweiten Torschaltungen aller Paare der ersten Gruppe parallel mit einer zweiten gemeinsamen Ausgangsklemme (Vi) verbunden sind, daß die Ausgänge der ersten Torschaltungen aller Paare der zweiten Gruppe (102.1 —102.n^ parallel mit einer dritten gemeinsamen Ausgangsklemme (Xi) verbunden sind und daß die Ausgänge der zweiten Torschaltungen aller Paare der zweiten Gruppe (102.1 — \02.n) parallel mit einer vierten gemeinsamen Ausgangsklemme (Yj) verbunden sind, wobei an die gemeinsamen Ausgangsklemmen (Xi. Yi. X₂. Y₂) die Signalwählanordnung (11) angeschlossen ist.

6. Radarsystem nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenzyklen der Rechenanordnungen (40, 41) eine Dauer haben, die gleich einem Vielfachendes Kehrwerts (1/%) der Differenz (F₂- Fi) zwischen den beiden festen Sendefrequenzen (F\. F,) ist.

7. Radarsystem nach Anspruch 6. dadurch gr'.;nnzeichnet. daß eine Torschaltungssteueranordnung(lOO) vorgesehen ist. welche gleichzeitig ein mit einem Ausgangspaar j (j= 1.2 ... η) der ersten Rechenanordnung (40) verbundenes Torschaltungspaar (101./) und ein mit einem Ausgangspaar (j±k) der zweiten Rechciuinordnung (41) verbundenes Torschaltungspnar (IO2./± /^derart betätigt, daß die

Frequenzdifferenz der an diesen Ausgangspaaren abgenommenen demodulierten Signale gleich der Differenz zwischen den beiden festen Sendefrequenzen (Fi, Ft) ist.

8. Radarsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalwählanordnung (11) einen ersten Koordinatenwandler (110) zur Umwandlung von kartesischen Koordinaten in Polarkoordinaten enthält, der an die erste und die zweite Ausgangsklemme (Xi. Y_x) der Umschalteinrichtung (10) angeschlossen ist sowie einen zweiten Koordinatenwandler (111), der an die dritte und an die vierte Ausgangsklemme (X₂, V₂) der Umschalteinrichtung (10) angeschlossen ist, daß jeder Koordinatenwandler (110,111) einen Ausgang für den Betrag (oi. O₂) und einen Ausgang für das Argument (θι, θ₂) hat, daß an den Betrag-Ausgang jedes Koordinatenwandiers (110,111) ein Schwellenwertdetektor (112, 113) angeschlossen ist, daß eine digitale Und-Schaltung (114) mit zwei Eingängen an die Ausgänge der beiden Schwellenwertdetektoren (112, 113) angeschlossen ist und daß zwei Torschaltunger.il 15,116) an die Argument-Ausgänge der Koordinatenwandler (UO, 111) angeschlossen sind und jeweils einen Steuereingang haben, der an den Ausgang der UND-Schaltung (114) angeschlossen ist, wobei die Ausgänge der Torschaltungen (115, 116) mit dem Phasenkomparator(12) verbunden sind.

9. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei welchem der Phasenkomparator einer Entfernungsrechenschaltung zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Gruppe von Kopplungsgliedern (Tu T₂) zwischen dem Sender (3) und dem Empfänger (6—16; 32—41) vorgesehen ist, damit ein Echo der Entfernung Null simuliert wird, daß eine Eichschaltung (15) vorgesehen ist, welche das während der Simulierung erzeugte Entfernungssignal speichert, und daß die Entfernungsrechenschaltung (13) eine Subtrahierschaltung enthält, welche von jedem Entfernungsmeßwert den Wert des in der Eichschaltung gespeicherten Entfernungssignals abzieht.

10. Radarsystem nach einem der Ansprüche 4 bis 8, gekennzeichnet durch eine von der Umschalteinrichtung (10) gesteuerte Laufzeitkorrekturschaliung (14, 12?.), die dem vom Phasenkomparator (12) gelieferten Ausgangssignal eine die zeitliche Versetzung (T/2) zwischen den trägerfrequenzunterschiedlichen Signalen kompensierende Änderung erteilt.