DE3883901T2

DE3883901T2 - Radar mit Seegangsechounterdrückung.

Info

Publication number: DE3883901T2
Application number: DE88308553T
Authority: DE
Inventors: Kazuo C O Oki Electric Onozawa
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1987-09-17
Filing date: 1988-09-16
Publication date: 1994-03-24
Anticipated expiration: 2008-09-17
Also published as: DE3883901D1; EP0308229A3; EP0308229B1; JPS6474480A; EP0308229A2; US4928131A; JPH065273B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Radar zur Unterdrückung von Seegangechos.
Wenn ein Radar ein Ziel auf der See erfaßt, kann das Radar nicht nur ein vom Ziel reflektiertes richtiges Signal, sondern auch ein von den Wellen der See reflektiertes falsches Signal empfangen,das das Erfassen des Zieles verschlechtert. Es sind verschiedene Techniken zum Unterdrükken eines solchen von den Seewellen reflektierten Signales bekannt und eine Technik, um diese Signale zu korrelieren, ist allgemein als wirksam bekannt. Es wird auf "Studies Concerning The Improvement Of The Signal-To-Clutter Ration Of Radar-Detected Ship Targets" von Specker, 1985, XIth Conference of International Association of Lighthouse Authorities Bezug genommen.
Das Korrelationsverfahren korreliert ein Zielsignal mit einem von der Seeoberfläche reflektierten Signal, indem von einer Addition und Multiplikation oder einer Kombination daraus, etc., Gebrauch gemacht wird, wenn diese Signale vorübergehend variiert werden oder aufgrund einer Änderung in den Eigenschaften der zugeordneten Radarfunkwellen variieren. Ein Radar zur Unterdrückung von Echos ist auch aus der US-A-3,755,810 bekannt, das eine Polarisationsdiversity-Technik ausnutzt, um zwischen Störungs- und bestimmten Zielrückläufen zu unterscheiden. Es werden horizontal und vertikal polarisierte Funkwellen ausgesendet und die empfangenen Rückläufe unter Verwendung erster und zweiter Detektorschaltungen, die ZF-Signale der horizontal und vertikal polarisierten Bestandteile der reflektierten Wellen erfassen, und dritter und vierter Detektorschaltungen verarbeitet, die ZF-Signale der Vektorsumme und Vektordifferenz der horizontal und vertikal polarisierten Bestandteile erfassen. Die Ausgangssignale der verschiedenen Detektorschaltungen werden kombiniert und auf zwei Anzeigeröhren dargestellt, um eine Zieldarstellung zu liefern. Allerdings ändern sich die von der Seeoberfläche reflektierten Signale zeitlich langsam verglichen mit der Periode eines Radarimpulses. Wenn das Korrelationsverfahren eine Korrelation zwischen den Signalen, die zeitlich relativ zueinander verschoben sind, oder eine Korrelation zwischen Signalen mit unterschiedlichen Polarisationsebenen oder eine Kombination daraus ausnutzt, tritt eine unbefriedigende Unterscheidung zwischen den vom Ziel und den von der See reflektierten Signalen auf. Um dies zu lösen, wurde eine Technik entwickelt, um die Korrelation durch Variierung der Frequenz der Radar- Radiowellen heranzuziehen. Das heißt, die Technik läßt sich dazu verwenden, mehrere Korrelationen aus vier Signalen heranzuziehen: zwei orthogonal polarisierte Wellen und zwei Frequenzen, wie in dem zuvor genannten Zeitschriftenverweis offenbart ist.
Allerdings leidet eine solche Technik zur Verwendung einer Vielzahl von Frequenzen an dem Problem, daß es viele Frequenzen im öffentlichen Wellenbereich besetzen kann und daß die zugehörige Radarausrüstung kompliziert und kostspielig ist.
Im Hinblick auf die Nachteile im Stand der Technik ist es Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Radar zur Unterdrükkung von Seegangechos vorzusehen, das geeignet ist, ein von der Seeoberfläche reflektiertes Signal wirksam zu unterdrücken und Funkwellen einer einzigen Frequenz verwenden kann.
Um das obige Ziel zu erreichen, enthält die vorliegende Erfindung einen Polaritätssignalgenerator zum Erzeugen eines Doppelstromsignales, das auf einem Subtraktionsausgangssignal zwischen einem Additionausgangssignal von beiden Ausgängen der ersten und zweiten Detektoren und einem Unipolaritätsumsetzungsausgangssignal eines Subtraktionsausgangssignales zwischen Ausgangssignalen der ersten und zweiten Detektoren und einem Subtraktionsausgangssignal zwischen beiden Ausgängen der dritten und vierten Detektoren basiert; eine Polaritätsumwandlungsschaltung zum Umwandeln der Polarität eines vom Polaritätssignalgenerator stammenden Ausgangssignales in Abhängigkeit von einer Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren; und eine Integrierereinrichtung, um das Ausgangssignal der Polaritätsumwandlungsschaltung zu integrieren, wobei ein Ausgangssignal geliefert werden soll, bei dem Seegangsechos normalerweise minimiert werden.
Vorzugsweise enthält das Radar eine Mittelpegeleliminationsschaltung, um einen mittleren Bruchteil aus der Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren zum Anlegen an die Polaritätsumwandlungsschaltung zu entfernen.
Darüber hinaus werden Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung aus der folgenden Beschreibung deutlicher werden, wenn sie zusammen mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet wird, in denen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung anhand eines illustrierenden Beispieles gezeigt ist und in denen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Radars zur Unterdrückung von Seegangechos gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2 eine Ansicht ist, die die Eigenschaften von y und z, die von einem später beschriebenem Ausdruck abgeleitet werden, illustriert, in der (a) eine Beziehung zwischen y und r zeigt, wobei das Verhältnis der Amplituden als ein Parameter herangezogen ist, und (b) ein Verhältnis zwischen z und γ zeigt, wobei das gleiche Verhältnis der Amplituden herangezogen ist;
Fig. 3 ein Blockschaltbild ist, das die Anordnung eines Polaritätssignalgenerators von Fig. 1 illustriert;
Fig. 4 ein Blockschaltbild ist, das die Anordnung einer Polaritätsumwandlungsschaltung 39 von Fig. 1 illustriert;
Fig. 5 eine Ansicht ist, die die Ausgangscharakteristika des Polaritätssignalgenerators 38 von Fig. 1 illustriert;
Fig. 6 eine Ansicht ist, die Ausgangssignale etc. von jeweiligen Teilen der Ausrüstung illustriert, um das Ausgangssignal des Radars von Fig. 1 zu erläutern;
Fig. 7 ein Blockschaltbild ist, das eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung illustriert;
Fig. 8 ein Blockschaltbild ist, das noch eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung illustriert;
Fig. 9 ein Blockschaltbild ist, das eine Anordnung der Mittelpegeleliminationsschaltung 43 von Fig. 1 illustriert; und
Fig. 10 eine Wahrheitstabelle ist, die ein Ausgangssignal e einer ODER-Schaltung 120 in Bezug auf Ausgangssignale a, b, c und d von Komparatoren 108, 109, 110 und 111 von Fig. 3 auflistet.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer Ausführungsform eines Radars zur Unterdrückung von Seegangechos gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. In der Figur ist mit 10 ein Sender zum Senden von gepulsten Funkwellen einer einzigen Frequenz bezeichnet, 11 ist ein Zirkulator zum Übertragen der gepulsten Funkwellen in Richtung des dargestellten Pfeiles, 12 ist ein Polarisationsteiler, 13 ist ein Zirkularpolarisierer für eine zirkular polarisierte Welle eines Viertelwellentyps mit einer darauf montierten die elektrischen Platte, welche von der Richtung der Ausbreitung der ausgesendeten Funkwellen gesehen, um 45º nach links und oben verschoben ist, 14 ist eine Antenne, 15 ein Phasenschieber, 16 eine Hybridschaltung, um an Anschlüsse 4 und 3 die Vektorsumme von und die Vektordifferenz zwischen Eingangssignalen an Anschlüssen 1 und 2 zu liefern, 17 und 18 sind Begrenzer, 19 und 20 sind Mischer, 21 ist ein Überlagerungsoszillator, 22 und 23 sind Zwischenfrequenz-(ZF)-Verstärker, 24, 25, 28 und 29 sind Detektoren, um eine Hüllkurvengleichrichtung der ZF- Signale zu bewirken, 26 ist ein Addierer zur Addition der ZF-Signale, 27 ist ein Subtrahierer zur Subtraktion der ZF-Signale, 30 und 37 sind Addierer jeweils zur Addition der Videosignale, 31, 33, 34, 35 und 36 sind Subtrahierer, um jeweils Signale voneinander zu subtrahieren, 32 ist eine Unipolarschaltung, um ein bipolares Eingangssignal in ein unipolares Eingangssignal umzuwandeln, 38 ist ein Polaritätssignalgenerator zum Empfangen von Ausgangssignalen von den Subtrahierern 31 und 34, um, basierend auf einem Spannungsverhältnis zwischen den beiden Ausgangssignalen, ein binäres Signal zu erzeugen, 44 ist eine Verzögerungsschaltung zum Verzögern des so erzeugten binären Signales, 43 ist eine Mittelpegeleliminationsschaltung, um ein Ausgangssignal vom Addierer 37 über dessen Filter zeitlich zu integrieren und das resultierende Signal von dem obigen Ausgangssignal zu subtrahieren, um den mittleren Bruchteil des obigen Ausgangssignales zu entfernen, 39 ist eine Polaritätsumwandlungsschaltung, um ein Ausgangssignal von der Mittelpegeleliminationsschaltung 43 und das Binärsignal von der Verzögerungsschaltung 44 zu empfangen, um die Polarität des erstgenannten Ausgangssignales in das ursprüngliche Ausgangssignal oder ein zum binären Signal anpassendes umgekehrtes Signal umzuwandeln, 40 ist ein Integrierer mit der Anzahl der Addition n zum Empfangen eines Ausgangssignales von der Polaritätsumwandlungsschaltung 39, um dasselbe über die vergangenen n Impulswiederholungsperioden zu speichern und nacheinander das Gleiche und n Signale der gleichen Ausbreitungsdistanz wie die des vorliegenden Signales zu addieren, 41 ist eine Unipolarschaltung, um ein vom Integrator 40 geliefertes bipolares Signal in ein unipolares Signal umzuwandeln und 42 ist der Ausgangsanschluß für ein Videosignal.
Die Arbeitsweise der Ausführungsform wird nun beschrieben werden.
Der Sender 10 erzeugt gepulste Funkwellen, die ihrerseits nach dem Passieren durch den Zirkulator 11 zum Polarisationsteiler 12 als horizontal polarisierte Funkwellen mit einer horizontalen elektrischen Feldkomponente gesendet werden. Die Funkwellen passieren den Polarisationsteiler 12 ohne Änderung, wodurch sie zum Zirkularpolarisierer 13 als horizontal polarisierte Welle gesendet werden, wodurch sie in eine rechtsdrehend polarisierte Welle umgewandelt und über die Antenne 14 in Richtung eines Zieles abgestrahlt werden. Die von einem Ziel reflektierte Welle, die im allgemeinen elliptisch polarisiert ist, wird von der Antenne 14 empfangen und zum Zirkularpolarisierer 13 gesendet. Beide polarisierten Komponenten machen eine Phasenänderung im Zirkularpolarisierer 13 mit, wobei nun die Amplituden und Phasen von horizontal und vertikal polarisierten Komponenten der empfangenen Funkwellen als EH, EV und ΦH, ΦV bezeichnet werden. Der Polarisierer 13 erzeugt eine Phasendifferenz von 90º zwischen deren elektrischen Feldkomponenten senkrecht und parallel zu der dielektrischen Platte, die im Polarisierer 13 nach der Ausbreitung entlang der Länge der dielektrischen Platte angeordnet ist. Daraufhin werden die horizontal und vertikal polarisierten Bestandteile H und V der vom Polarisierer 13 ausgegebenen Funkwellen jeweils ausgedrückt durch:
Diese zwei polarisierten Bestandteile H und V werden dann vom Polarisationsteiler 12 getrennt und die horizontal polarisierte Komponente zum gleichen Anschluß wie der Eingangsanschluß für die empfangenen Funkwellen übertragen, während die vertikal polarisierte Komponente FV zum anderen Anschluß übertragen wird. Das horizontal polarisierte Wellenausgangssignal H vom Polarisationsteiler 12 wird nach dem Passieren des Zirkulators 11, in den Anschluß 2 der Hybridschaltung 16 eingegeben, während das vertikal polarisierte Wellenausgangssignal FV nach dem Passieren des Phasenschiebers i5, der eine vorbestimmte Phasenverschiebung erzeugt, dem Eingangsanschluß 1 der Hybridschaltung 16 zugeführt wird. Die durch den Phasenschieber 15 erzeugte vorbestimmte Phasenverschiebung der vertikal polarisierten Welle läßt die Ausbreitungsphasendifferenz zwischen den horizontal und vertikal polarisierten Wellen an den Eingängen zur Hybridschaltung 16 90º werden. Die Hybridschaltung 16 erzeugt aus den Eingangssignalen an den Anschlüssen 1 und 2 an den Anschlüssen 4 und 3 Vektorsummen- und Vektordifferenzsignale:
werden ausgegeben. Diese zwei Signale werden nach dem Passieren der Begrenzer 17 bzw. 18 durch die Mischer 90 und 20 in ZF-Signale umgewandelt und werden nach der Verstärkung durch die ZF-Verstärker 22 und 23 als ZF-Signale ausgegeben. Angenommen, daß nun die jeweiligen Amplituden- und Phasencharakteristika der Begrenzer 17, 18, Mischer 19, 20 und ZF-Verstärker 22, 23 gleich sind, sind die Ausgangssignale der oben beschriebenen ZF-Verstärker 22 und 23 durch die Signale gegeben:
E&sub1; = FR1 ejΦH
Hier drücken E&sub1;(> 0) bzw. E&sub2;(> 0) aus, daß die Amplituden EH und EV der horizontal und vertikal polarisierten Komponenten der empfangenen Funkwellen dieser Amplituden EH und EV in erster Linie durch die Amplitudeneigenschaften der ZF- Verstärker 22 und 23 verändert werden. Darüber hinaus sind hier gemeinsame Glieder von Amplituden und Phasen an beide Signale weggelassen. Die Detektoren 24 und 25 geben &sub1; = E&sub1; bzw. &sub2; = E&sub2; aus, während die Detektoren 28 und 29 &sub1; + &sub2; bzw. &sub1;- &sub2; ausgeben. Da das Ausgangssignal der Unipolarschaltung 32 E&sub1;-E&sub2; liefert, ist die Amplitude Y eines Ausgangssignales vom Addierer 37 gegeben durch
Die Amplitude Z eines Ausgangssignales vom Subtrahierer 34 ist gegeben durch
Y und Z hier umgeschrieben unter Einsetzen von E&sub2;/E&sub1;=r, ΦV-ΦH+ω/2=γ, Y/E&sub1;=y, Z/E&sub1;=z,
Fig. 2 illustriert die Eigenschaften von y und z, bei der (a) eine Beziehung zwischen y und γ zeigt, die das Amplitudenverhältnis r als einen Parameter heranzieht, und (b) ein Verhältnis zwischen z und γ zeigt. Wie in Fig. 2(a) gezeigt, weist die Amplitude Y des Ausgangssignales des Addierers 37 ein im wesentlichen festes Verhältnis in Bezug auf eine Phasendifferenz γ auf, die der Differenz zwischen den Phasen ΦH und ΦV der horizontal und vertikal polarisierten Bestandteile der empfangenen Funkwellen als y- Änderungen zugeordnet sind. Zusätzlich nimmt die Amplitude Z des Ausgangssignales des Subtrahierers 34, wie in Fig. 2(b) gezeigt, monoton ab oder steigt im Bereich 0 ≤ γ ≤ 180 oder - 180 θ γ ≤ 0 als Z-Änderungen. Der Subtrahierer 31 gibt hiervon E&sub1;+E&sub2;- E&sub1;-E&sub2; aus, was gleich dem Wert Z(γ=0) ist, wenn y=0 im Ausdruck der vorangegangenen Amplitude Z. Der Polaritätssignalgenerator 38 vergleicht den Wert Z(γ=0) mit der Amplitude Z und erzeugt dabei ein binäres Signal, das sich in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz y ändert.
Fig. 3 illustriert die Anordnung des Polaritätssignalgenerators 38. In der Figur ist ein Eingangsanschluß für das Ausgangssignal des Subtrahierers 31 als 100 bezeichnet, 101 ist ein invertierender Verstärker mit der Verstärkung 1; 102, 103, 104, 105, 106 und 107 sind Widerstände; 108, 109, 110, 111 sind Komparatoren, von denen jeder 1 ausgibt, wenn eine Eingangsspannung vom Eingangsanschluß 112 höher ist als die Spannung über den jeweiligen Widerständen 102 bis 107, während im umgekehrten Fall 0 ausgegeben wird; 112 ist ein Eingangsanschluß für das Ausgangssignal des Subtrahierers 34; 113, 114, 115 und 116 sind NICHT- Schaltungen; 117, 118 und 119 sind UND-Schaltungen, 120 ist eine ODER-Schaltung und 121 ist ein Ausgangsanschluß. Tabelle 1 ist eine Wahrheitstabelle, wenn die Ausgangssignale der Komparatoren 108, 109, 110 und 111 a, b, c und d sind und das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 120 e ist. Angenommen, daß sich hier die Amplitude Z des vom Subtrahierer 34 an den Eingangsanschluß 112 gegebenen Ausgangssignales von einem negativen niedrigen Pegel ( γ =180º) auf einen positiven hohen Pegel (γ=0) ändert, ändert sich jedes Ausgangssignal in der in Tabelle 1 aufgelisteten Reihenfolge 1, 2, 3, 4 und 5. Eine Beziehung zwischen dem Ausgangssignal e und der Phasendifferenz y besteht deshalb wie in Fig. 5 dargestellt.
Fig. 5 illustriert eine Beziehung zwischen dem Ausgangssignal e und der Phasendifferenz γ in Bezug auf die unterschiedlichen Amplitudenverhältnisse r, die durch ein Einstellen der Phasenverzögerungen der Widerstände 102, 103, 104, 105, 106 und 107 auf 0,075, 0,269, 0,156, 0,156, 0,269 und 0,075 und durch Bezugnahme auf die in Fig. 2(b) gezeigten Charakteristika von Z- γ angenommen sind. Wie in Fig. 5 illustriert, wird das Ausgangssignale bei jedem im wesentlichen gleichen Intervall zwischen den benachbarten Phasendifferenzen y umgekehrt.
Die Mittelpegeleliminationsschaltung 43 soll einen mittleren Bruchteil (Gleichstromkomponente), die im reflektierten Signal von der Seeoberfläche enthalten ist, entfernen, wobei deren Anordnung wie in Fig. 9 gezeigt ist. In Fig. 9 ist ein Eingangsanschluß für das Ausgangssignal vom Addierer 37 mit 300 bezeichnet; 301 ist eine Verzögerungsschaltung mit der gleichen Verzögerungszeit wie die eines Filters 302, um zeitlich längere Signale als ein Zielsignal zu eliminieren; 303 ist ein Subtrahierer zum Subtrahieren des Ausgangssignales des Filters 302 vom Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 301; und 304 ist ein Ausgangsanschluß, von dem ein Ausgangssignal an die Polaritätsumwandlungsumschaltung 39 gelegt wird. Die Verzögerungsschaltung 44 mit der gleichen Verzögerungszeit wie die Mittelpegeleliminationsschaltung 43 dient zum Zeitsteuern eines Ausgangssignales vom Polaritätssignalgenerator 38 mit dem der Mittelpegeleliminationsschaltung 43.
Die Polaritätsumwandlungsschaltung 39 ist wie in Fig. 4 illustriert angeordnet. In der Figur ist ein Ausgangsanschluß für das Ausgangssignal von der Mittelpegeleliminationsschaltung 43 mit 200 bezeichnet; 201 ist ein invertierender Verstärker mit der Verstärkung 1; 202 ist ein Schalterschaltkreis, der betrieben wird, um an die gegenüberliegende Seite angeschlossen zu werden, wenn ein Signal am Eingangsanschluß 204 0 ist, 204 ist ein Eingangsanschluß für das Ausgangssignal von der Verzögerungsschaltung 44 und 203 ist ein Ausgangsanschluß.
Hier wird ein Ausgangssignal von der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 betrachtet werden, um deren Wirkung auf das von der Seeoberfläche reflektierte Signal zu illustrieren, wobei als ein Beispiel ein von der Seeoberfläche reflektiertes Signal herangezogen wird, wenn sowohl das Amplitudenverhältnis r als auch die Phasendifferenz γ bei jeder Impulswiederholungsperiode, wie in den Fig. 6(a) und 6(b) dargestellt, geändert werden. Wie zuvor beschrieben, bleibt die Amplitude Y des des Ausgangssignales vom Addierer 37 im wesentlichen konstant in Bezug auf die Phasendifferenz γ und die Änderung in deren Amplitude wird wegen einer langsamen zeitlichen Änderung des von der Seeoberfläche reflektierten Signals bei jeder Pulswiederholung im Vergleich zur Änderung in der Amplitude von E&sub1; und E&sub2; vermindert, wie z. B. in Fig. 6(c) illustriert ist. Das Ausgangssignal der Mittelpegeleliminationsschaltung 43, das durch Entfernen eines mittleren Bruchteils vom obigen Ausgangssignal des Addierers 37 erhalten wird, wird entsprechend bei Amplitudenänderung vermindert, wie z. B. in Fig. 6(d) illustriert ist. Die Polarität des Ausgangssignales kann, abhängig von der Größe des mittleren Bruchteils, entgegengesetzt zu der in Fig. 6(d) gezeigten geändert werden, kann jedoch wegen der geringen zeitlichen Änderung des, wie oben beschrieben, von der Seeoberfläche reflektierten Signales oft innerhalb einer Impulsfolge unverändert sein. Da in der vorliegenden Ausführungsform, wie aus Fig. 6(a) bewiesen ist, γ=1, sind vom Standpunkt der obigen Ausgangscharakteristika und Phasendifferenzen von Fig. 6(b) die Ausgangssignalcharakteristika des Polaritätssignalgenerators 38 wie in Fig. 5(a) illustriert und folglich das Ausgangssignal der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 wie in Fig. 6(e) illustriert. Das heißt, daß die Polaritätsumwandlungsschaltung 39 ein umgekehrtes Polaritätssignal für jede kleine Signalgruppe ausgibt. Das Bipolarsignal wird an den Integrierer 40 gelegt und bei jeder Impulswiederholung zu n Signalen addiert, allerdings löschen sie sich gegenseitig aus, wenn diese n Signale Bipolarsignale enthalten, um zu veranlassen, daß sich die Amplitude des Ausgangssignales des Integrators 40 reduziert. Das heißt, das von der Seeoberfläche reflektierte Signal wird unterdrückt. Obwohl am Ausgang des Integrierers 40 Bipolarsignale erscheinen, werden sie der Unipolarschaltung 41 zugeführt, durch welche sie in vorbestimmte Unipolarsignale umgewandelt und an den Ausgangsanschluß geliefert werden.
Angenommen, daß die Anzahl der Signale mit der gleichen Polarität in der N&sub1;-ten Signalgruppe im Ausgang der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 für das von der Seeoberfläche reflektierte Signal, wie in Fig. 6(e) gezeigt, m ist (m=3 in Fig. 6(e)), dann führt die Addition der n Signale im Integrierer 40 dazu, daß sich benachbarte kleine Signalgruppen gegenseitig auslöschen, wenn n > m ist, da die Änderungen in den Amplituden der Signale selbst wie oben beschrieben gering sind. Hiermit trägt nur eine allenfalls kleine Signalgruppe zum Ausgangssignal des Integrierers 40 bei, um eine Spannung von höchstens mV die als Amplitude des obigen Ausgangssignales sicherzustellen. Auf der anderen Seite wird im Falle eines allgemeinen Ziels, wie z. B. ein Schiff, eine reflektierende Oberfläche für Funkwellen als ein Festkörper strukturiert. Es wird demzufolge im wesentlichen keine relative Änderung der horizontal und vertikal polarisierten Wellen des reflektierten Signales in der Reihenfolge der Bestrahlungszeit eines Radarstrahles gefunden. Somit wurden das Amplitudenverhältnis r und die Phasendifferenz γ im wesentlichen während der Radarimpulsfolge unverändert gelassen und auch das Ausgangssignal der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 im wesentlichen in seiner Amplitude und Polarität konstant gelassen. Die Ausgangsamplitude des Integrators 40 ist somit n Vs. Hier ist Vs die Zielausgangssignalamplitude der Polaritätsumwandlungsschaltung 39. Als Ergebnis überschreitet das Verhältnis des Zielsignales zum Signal, das durch Entfernen des mittleren Bruchteils des von der Seeoberfläche reflektierten Signales erhalten wird, d. h. das Verhältnis des Zielsignales zur Störspannungsänderung (nachfolgend als Verhältnis S/C bezeichnet) im wesentlichen n/m · Vs/Vc. Hierbei wird festgestellt, daß das verbesserte Verhältnis S/C durch die Integration im Videosignalbereich im wesentlichen über n/m proportional zur ersten Wirkung der Anzahl von Additionen des Signales ist. D.h., in der vorliegenden Erfindung ist das verbesserte Verhältnis S/C proportional zur ersten Ordnung der Anzahl von Additionen, so daß eine Erhöhung der Additionsanzahl n eine wirksamere Verbesserung des Verhältnisses S/C als im bekannten Verfahren, bei dem die Anzahl der verwendeten Frequenzen erhöht ist, sicherstellt.
Darüber hinaus kann die zuvor erwähnte Anzahl m an Signalen reduziert werden, um das Verhältnis S/C weiter zu verbessern, wenn das Intervall zwischen benachbarten Phasendifferenzen γ, für die das Ausgangssignal des Polaritätssignalgenerators 38 die gleiche Polarität aufweist, beispielsweise durch Erhöhen der Anzahl der Komparatoren im Polaritätssignalgenerator 38 vermindert wird.
Des weiteren gilt, was die Amplitude Y des Addierers 37 betrifft, Y 2E&sub1; aus dem vorherigen Ausdruck, wenn E&sub1; « E&sub2; ist, während Y 2E&sub2; gilt, wenn E&sub1; » E&sub2; ist. In anderen Worten wird für die Amplitude Y das obige Ausgangssignal vom Addierer 37, das einer Komponente mit einer kleineren Amplitude zwischen den horizontal und vertikal polarisierten Komponenten der reflektierten Funkwellen entspricht, sichergestellt. Die von der Seeoberfläche reflektierten Funkwellen sind häufig in den Amplituden beider polarisierter Wellen voneinander unterschiedlich, so daß die Amplitude Y nach Maßgabe des Amplitudenverhältnisses beider polarisierter Wellen reduziert wird, während die vom allgemeinen Ziel reflektierten Funkwellen keinen großen Unterschied zwischen den Amplituden beider polarisierten Wellen zeigen, so daß die Amplitude Y nicht besonders reduziert ist. Folglich kann, auch vom Standpunkt der Amplitude Y, aus das Signal-Zu-Störspannungsverhältnis für das von der Seeoberfläche reflektierte Signal verbessert werden.
Hier werden ungefähre Werte der Geschwindigkeitsänderung in der Phasendifferenz zwischen den horizontal und vertikal polarisierten Bestandteilen der von der Seeoberfläche reflektierten Funkwellen und des verbesserten Verhältnisses S/C in einer konkreten Weise beschrieben werden. Die Leistungsspektraldichte beider polarisierter Wellen wird jeweils wie folgt unter Verwendung der Gauß'schen Verteilungsapproximation ausgedrückt
bei der f die Frequenz ist, WH(f) und WV(f) Leistungsspektraldichten von horizontal und vertikal polarisierten Wellen, WHO und WVO Leistungsspektraldichten der horizontal und vertikal polarisierten Funkwellen in der Mitte des Spektrums, fH und fV Mittenfrequenzen des Spektrums der horizontal und vertikal polarisierter Funkwellen und σH und σV Streuungen des Spektrums (Standardabweichung) der horizontal und vertikal polarisierten Funkwellen sind. Der Effektivwert Δfeff einer Differenzfrequenz beider polarisierter Funkwellen wird, da es keine Korrelation zwischen den Spektren beider polarisierter Funkwellen gibt, wie folgt ausgedrückt:
Das Einsetzen dieses Ausdrucks in WH(f) und WV(f) liefert
Unter der Annahme, daß fH=fV, weil fH fV im Falle von wirklichen von der Seeoberfläche reflektierten Funkwellen ist und daß σH und σV der Kürze wegen, σH = σV = σC erfüllt, obwohl manchmal σH > σV erfüllt, gilt.
Der Ausdruck σC, erfüllt, obwohl abhängig von der Wellenlänge der verwendeten Radar-Funkwellen und der Wellenorientierung verschieden, σcλ= 100 bis 220 cm/sec, wenn sich die Windgeschwindigkeit von 8 bis 20 Knoten bewegt (λ: Wellenlänge der Radarfunkwellen), wie in den Literaten gezeigt (z. B. Borton: "Radar System Analysis", Seite 100, 1976, Artech House Inc.). Angenommen, daß folglich σcλ = 160 cm/sec, λ = 2,2 cm (bei einer Frequenz von 13,8 GHz, ein Beispiel von Hafenradars in Japan), gilt
Δfeff = 2 · 72,7 Hz = 103 Hz.
Weiter angenommen, daß der Effektivwert einer Änderung in einer Phasendifferenz zwischen beiden polarisierten Wellen während Impulswiederholungen Δγeff sei, gilt
Δλeff = 2ω · Δfeff · T.
Hier ist T eine Periode der gepulsten Funkwellen. Mit T = 0,33 ms
Δλeff = 2ω · 103 · 0,33 · 10&supmin;³ = 0,214rad = 12,3º.
Das heißt, die Hauptänderung in der Phasendifferenz zwischen beiden polarisierten Radiowellen beträgt bei jeder Impulswiederholung 12,3º. Wenn die Ausgangssignaleigenschaften des Polaritätssignalgenerators 38 wie in Fig. 5 sind, beträgt der mittlere Phasenwinkel mit der gleichen Polarität 45º und folglich ist der Mittelwert der Anzahl m der vorangegangenen Signale mit m 45º/12,3º = 3,7 gegeben. Unter der Annahme, daß die Anzahl n der Additionen der vorangegangenen Zahlen 12 sei, überschreitet das durch den Integrator 40 verbesserte Verhältnis S/C im Mittel ungefähr n/m 12/3,7 = 3,2 (10DB).
Fig. 7 illustriert eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der unterschiedliche Teile von den in Fig. 1 gezeigten gezeigt sind. In der Figur ist ein 90º-Phasenschieber für das ZF-Signal mit 50 bezeichnet und 51 und 52 sind ZF-Verstärker jeweils zur Verstärkung der Spannung des ZF-Signales, um dasselbe zu verdoppeln. Der Polarisationsteiler 12 gibt, wie in der Ausführungsform von Fig. 1, nach dem Empfang eines Signales die zwei polarisierten Komponenten FV und FH aus. Diese Signale werden nach dem Passieren der Begrenzer 17 und 18 durch Mischer 19 und 20 in ZF-Signale umgewandelt und durch ZF- Verstärker 22 und 23 verstärkt. Als Ergebnis gibt der ZF- Verstärker 22 ½ Jω/2 ( &sub1;- &sub2;) als ein ZF-Signal entsprechend
aus und folglich gibt der Phasenschieber 50 ein ZF-Signal ½( &sub1;- &sub2;) aus. Der ZF-Verstärker 23 gibt ½( &sub1;+ &sub2;) als ein Signal entsprechend
aus. E&sub1; und E&sub2; sind hier die gleichen wie die zuvor beschriebenen. Somit erscheinen &sub1;, &sub2;, &sub1;+ &sub2; und &sub1;- &sub2; als ZF-Signale an Ausgangsanschlüssen eines Addierers 26, eines Subtrahierers 27, eines ZF-Verstärkers 51 bzw. eines ZF-Verstärkers 52. Diese ZF-Signale sind die gleichen wie die ZF-Signale, die an die Detektoren 24, 25, 28 und 29 der Ausführungsform von Fig. 1 eingegeben werden und folglich ist die verbleibende Arbeitsweise der vorliegenden Ausführungsform die gleiche wie in der Ausführungsform von Fig. 1.
Fig. 8 illustriert eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in welcher verschiedene Teile von denjenigen, die in Fig. 1 illustriert sind, gezeigt sind. In der Figur ist ein Verteiler mit 61 bezeichnet, 62 und 63 sind Zirkulatoren und 64 und 65 sind Antennen, eine zum Senden horizontal und vertikal polarisierter Wellen, die andere zum Empfangen derselben. Von einem Sender 10 in Figur 8 erzeugte gepulste Funkwellen werden durch den Verteiler 61 in zwei Wellen geteilt, die dann zu den Zirkulatoren 62 und 63 übertragen und über die Antennen als horizontal bzw. vertikal polarisierte Funkwellen gesendet werden. Eine horizontal polarisierte Komponente von von einem Ziel reflektierten Funkwellen wird durch die Antenne 64 empfangen, während eine vertikal polarisierte Komponente durch die Antenne 65 empfangen wird, wobei dann beide Komponenten zu den Zirkulatoren 62 und 63 übertragen werden. Die horizontal und vertikal polarisierten Komponenten der empfangenen, von den Zirkulatoren 62 und 63 übertragenen Funkwellen werden den Begrenzern 17 und 18 zugeführt. Die Betriebsweise ist danach die gleiche wie in der Ausführungsform von Fig. 1. Unter der Annahme, daß hier die Amplituden und Phasen der horizontal und vertikal polarisierten Komponenten der empfangenen Funkwellen in der Ausführungsform von Fig. 8 durch EH und EV und ΦH bzw. ΦV ausgedrückt seien, werden die Ausgangssignale der ZF-Verstärker 22 und 23 durch &sub1;=E&sub1;ejΦH und &sub2;=E&sub2;ejΦV ausgedrückt. Unter der Annahme, daß die Phasendifferenz durch γ =ΦV-ΦH ausgedrückt wird, können die vorangegangenen Ausdrücke demzufolge ohne Abänderung mit dem gleichen Effekt wie in den vorigen Ausführungsformen eingesetzt werden.
Die Ausführungsform von Fig. 1 kann so modifiziert werden, daß die Subtrahierer 35 und 36 entfernt werden und die Ausgänge der Detektoren 28 und 29 direkt an den Addierer 37 angeschlossen sind. Allerdings wird dann das vorige Merkmal ausgelassen, bei dem für die Amplitude des Ausgangssignales vom Addierer 37, das einer Komponente mit einer kleineren Amplitude zwischen beiden polarisierten Komponenten der reflektierten Funkwellen entspricht, sichergestellt ist, daß es von der zuvor beschriebenen Amplitude Y abweicht.
Zusätzlich kann die Ausführungsform von Fig. 1 so abgeändert werden, daß die Mittelpegeleliminationsschaltung 43 und die Verzögerungsschaltung 44 entfernt werden und die Ausgänge des Addierers 37 und des Polaritätssignalgenerators 38 direkt der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 zugeführt werden. Allerdings bleibt der mittlere Bruchteil, der im Ausgangssignal des Addierers 37 enthalten ist, daraufhin wie er ist, so daß die Amplitude des Ausgangssignales von der Polaritätsumwandlungsschaltung 39 für ein von der Seeoberfläche reflektiertes Signal leicht erhöht ist. Die Ausführungsform von Fig. 1 kann des weiteren so modifiziert werden, daß ein A/D-Konverter nach den Detektoren 24, 25, 28 und 29 von Fig. 1 eingefügt wird und Ausgangssignale der jeweiligen Detektoren in Digitalsignale umgewandelt werden, um die ganze Betriebsweise nach der von Fig. 1 in einer digitalen Form zu verarbeiten.

Claims

1. Radar mit Störungsunterdrückung, das aufweist:

eine Antenneneinrichtung (14; 64, 65) zum gleichzeitigen Senden von horizontal und vertikal polarisierten Funkwellen;

erste und zweite Detektoren (24, 25) zum jeweiligen Detektieren von ZE-Signalen der horizontal und vertikal polarisierten Anteile der reflektierten Funkwellen; und

dritte und vierte Detektoren (26, 27) zum jeweiligen Detektieren von ZF-Signalen der Vektorsumme der horizontal und vertikal polarisierten Anteile und der Vektordifferenz zwischen diesen;

gekennzeichnet durch:

einen Polaritätssignalgenerator (38) zum Erzeugen eines Doppelstromsignales, das auf einem Subtraktionsausgangssignal zwischen einem Additionsausgangssignal von beiden Ausgängen der ersten und zweiten Detektoren (24, 25) und einem Unipolaritätsumsetzungsausgangssignal eines Subtraktionsausgangssignales zwischen den beiden Ausgangssignalen der ersten und zweiten Detektoren (24, 25) und einem Subtraktionsausgangssignal zwischen beiden Ausgängen der dritten und vierten Detektoren (26, 27) basiert;

eine Polaritätsumwandlungsschaltung (39) zum Umwandeln der Polarität eines vom Polaritätssignalgenerator (38) stammenden Ausgangssignales in Abhängigkeit von einer Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren (26, 27) zu bilden,

eine Integrierereinrichtung (40), um das Ausgangssignal der Polaritätsumwandlungssehaltung (39) zu integrieren, wobei ein Ausgangssignal geliefert wird, bei dem Seestörungen die Tendenz haben, minimiert zu werden.

2. Radar nach Anspruch 1, das eine Mittelpegeleliminationsschaltung (43) enthält, um einen mittleren Bruchteil aus der Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren (26, 27) zum Anlegen an die Polaritätsumwandlungsschaltung (39) zu entfernen.

3. Radar nach Anspruch 1 oder 2, das enthält einen Addierer (30), um das erste Additionsausgangssignal der beiden Ausgangssignale der ersten und zweiten Detektoren (24, 25) zu erzeugen;

einen ersten Subtrahierer (33), um das Subtraktionsausgangssignal zwischen beiden Ausgangssignalen der ersten und zweiten Detektoren (24, 25) zu erzeugen;

eine Unipolarschaltung (32), die auf das Ausgangssignal des ersten Subtrahierers (33) zum Erzeugen des Unipolaritätsausgangssignales anspricht;

einen zweiten Subtrahierer (31) zum Erzeugen eines Subtraktionsausgangssignales zwischen dem Ausgangssignal des Addierers (30) und der Unipolarschaltung (32);

einen dritten Subtrahierer (34) zum Erzeugen des Subtraktionsausgangssignales zwischen beiden Ausgangssignalen der dritten und vierten Detektoren (26, 27);

bei welchem der Polaritätssignalgenerator (38) auf die Ausgangssignale der zweiten und dritten Subtrahierer (31, 34) anspricht, um das Doppelstromsignal zu erzeugen.

4. Radar nach Anspruch 3, das einen weiteren Addierer (37) enthält, um die Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren (26, 27) zu bilden.

5. Radar nach Anspruch 4, das eine Subtraktionseinrichtung (35, 36) enthält, um das Ausgangssignal der Unipolarschaltung (32) von den Ausgangssignalen der dritten und vierten Detektoren (26, 27) vor deren Summation durch den weiteren Addierer (37) zu subtrahieren.

6. Radar nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem die Antenneneinrichtung erste und zweite Antennen (64, 65) für die horizontal bzw. vertikal polarisierten Funkwellen enthält.

7. Radar nach Anspruch 2, bei dem die Mittelpegeleliminationsschaltung (43) einen Eingang (300), eine an den Eingang gekoppelte Verzögerungsschaltung (301), ein an den Eingang gekoppeltes Filter (302) und einen Subtrahierer enthält, um das Ausgangssignal des Filters (302) vom Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung (303) zu subtrahieren.

8. Radar nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem die Polaritätsumwandlungsschaltung (39) einen Eingang (200), um ein vom Polaritätssignalgenerator (38) stammendes Ausgangssignal zu empfangen, eine Invertierereinrichtung (201) zum Erzeugen eines invertierten Signales, einen Ausgang (203) und eine Schalteinrichtung (202) enthält, um das Signal am Eingang (200) oder das invertierte Signal der Invertierereinrichtung (201) in Abhängigkeit des Wertes der Summe der Ausgangssignale der dritten und vierten Detektoren (26, 27) an den Ausgang (203) zu koppeln.

9. Radar nach einem der vorangegangenem Ansprüche, das eine an den Ausgang des Integrieres (40) gekoppelte Unipolarschaltung (41) enthält.

10. Radar nach Anspruch 3, bei dem der Polaritätssignalgenerator (38) einen Spannungsteiler (102-107) enthält, um das Ausgangssignal des zweiten Subtrahierers (31) zu empfangen, eine Vielzahl von Komparatoren (108-111), die jeweils einen an einen jeweiligen Anzapfungspunkt des Spannungsteilers gekoppelten ersten Eingang aufweisen und jeder der Komparatoren einen zweiten Eingang aufweist, um das Ausgangssignal des dritten Subtrahierers (34) zu empfangen, und eine Logikeinrichtung (113-120) zum logischen Verknüpfen der Ausgangssignale der Komparatoren, um ein Logikpegelsignal als Funktion der relativen Phasen der Ausgangssignale der zweiten und dritten Subtraktionsschaltungen (31, 34) zu liefern.