DE2544406C2

DE2544406C2 - Radargerät, bei welchem zur Korrektur von Störschwankungen in zueinander parallelen Kanälen diesen in periodischen Zeitabständen ein Testsignal aufgeprägt wird

Info

Publication number: DE2544406C2
Application number: DE2544406A
Authority: DE
Inventors: Frederick Ezra Carlisle Mass. Churchill; George William Wakefield Mass. Ogar; Bernard John Concord Mass. Thompson
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1974-10-03
Filing date: 1975-10-03
Publication date: 1982-07-01
Also published as: DE2544406A1; US3950750A; JPS5721672B2; CA1035851A; GB1479382A; JPS5166792A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät, hei welchem zur Korrektur von Störschwankungen in zueinander parallelen Kanälen diesen in periodischen Zeitabständen ein Testsignal aufgeprägt wird, das am Ausgang der Kanäle in komplexe Digitaizahlwörter umgeformt wird, von welchen Korrekturkoeffizienten für die Verarbeitung von Zielechosignalen abgeleitet werden. Radargeräte dieser Art sind aus der US-PS 94 998 bekannt.

In der bekannten Schaltung werden Phasen- und Amplitudenschwankungen im Summenkanal bzw. in den Differenzkanälen eines Monopuls-Empfängers durch Korrektursignale ausgeglichen, welche abhängig von der Reaktion des Empfängers auf Testsignale gebildet werden. Eine Korrektur von Störschwankungen in den zur Dopplerfrequenzbestimmung dienenden Kanälen eines Radarsystems ist bei der bekannten Schaltung nicht vorgesehen.

Bei Radarsystemen mit Festzeichenunterdrückung oder MTI-Radarsystemen mit digitaler Signalverarbeitung ist es bekannt, die Echosignale, welche von erfaßten Objekten herrühren, in zwei Kanäle aufzuteilen und die Phasenlage der Signale in einem Kanal mit der Phasenlage eines zum Sendesignal kohärenten Signals zu vergleichen, während die Phasenlage des Signals in dem anderen Kanal mit der Phasenlage eines Signals verglichen wird, das um 90° gegenüber dem genannten kohärenten Signal phasenverschoben ist. Einrichtungen dieser Art werden manchmal als Quadraturphasendetektoren bezeichnet und sind bei-

ä spielsweise in der Veröffentlichung »Radar Handbook« von M I. Skolnik, McGraw—Hill Book Company, New York, !970, Seite 35-12, beschrieben. Ein Paar von auf diese Weise abgeleiteten Detektorausgangssignalen wird dann jeweils gesondert verstärkt, einer Filterung

ίο unterzogen, in Digitaiform gebracht und schließlich einer Einrichtung zur Digitalsignalverarbeitung zugeleitet.

In vielen Radarsystemen der vorstehend kurz, beschriebenen Art umfaßt die digitale Signalverarbeitung die Bestimmung der Dopplerfrequenz oder Dopplergeschwindigkeit, welche von den erfaßten Objekten verursacht wird. Beim Vorhandensein von Amplituden- und Phasen-Störschwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphaseudetektors treten im Frequenzspektrum der Radar-Echosignale bestimmte Komponenten aufgrund von auf Flugzeugen mitgeführten Störqueüen, vom Wind getriebenem Regen oder Fremdkörper auf, die nicht nur im echten Dopplerfrequenzbereich aufgrund der Bewegung dieser Störquellen liegen, sondern sich auch im sogenannten Spiegel-Frequenzbereich der echten Dopplerfrequenzen befinden. Die Stärke der unerwünschten Energien im Spiegel-Frequ^-nzbereich hängt vom Grad der Amplituden- und Phasen-Störschwankungen zwischen

jo den beiden Kanälen des Quadraturphasendetektors ab. Wenn außerdem ein gleichstrommäßiger oder gleichspannungsmäßiger Versatz zwischen den beiden Kanälen vorhanden ist, so ergibt sich eine unerwünschte Störenergie bei Nullfrequenz.

Bei bekannten, sich anpassenden Radarsystemen mit Festzeichenunterdrückung wird die mittlere Frequenz der Störechos aufgrund bewegter Störquellen dadurch abgeschätzt, daß Radarechosignale über eine Anzahl unmittelbar aneinandergrenzender Bereichszellen digital verarbeitet werden. Das DuN.hlaßband des Filters des MTI-Radarsystems wird dann so verschoben, daß der Nullpunkt des Filters bei der durch diese Abschätzung ermittelten Dopplerfrequenz der bewegten Störquellen liegt. Diese Verschiebung des Filternullpunktes bewirkt, daß eine Reststörenergie, welche auf die mittlere Spiegel-Frequenz zentriert von Amplituden- und Phasen-Störschwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphasendetektors herrühnt, auf eine mittlere Frequenz ausgerichtet wird,

Μ welche vom Filternullpunkt etwa um das zweifache der mittleren Spiegel-Frequenz entfernt ist. Außerdem wird eine Reststörenergie aufgrund eines gleichstrommäßisen Versatzes zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphasendetektors von der Nullfrequenz auf eine Frequenz verschoben, welche von dem Filternullpunkt etwa um die mittlere Spiegel-Frequenz entfernt ist. Mit anderen Worten, die Rest-Störenergie aufgrund von Störschwankungen zwischen den beiden Kanälen des Quadraturphasendetektorp fällt nach der oben kurz beschriebenen Frequenzverschiebung im allgemeinen in ein Durchlaßband der Löschschaltung des sich anpassenden MTI-Radarsystems, was zur Folge hat, daß unzulässige Störecho-Restenergien am Ausgang der Löschschaltung auftreten, obwohl zwischen den beiden

fi5 Kanälen des Quadraturphasendetektors nur relativ geringe Amplituden-, Phasen- und Gleichspannungsniveau-Störschwankungen vorhanden sind.

Durch die Erfindung soll daher die Aufgabe gelöst

werden, Störschwankungen zwischen dem in Phase arbeitenden und dem 90° phasenverschoben arbeitenden Kanal eines Quadraturphasendetektors eines Radarsystems mit digitaler Signalverarbeitung korrigieren zu können. Insbesondere soll eine solche Korrektur so durchgeführt werden können, daß keine unerwünschte Beeinflussung der Maßnahmen zur Löschung.von Störechos eintritt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des anliegenden Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Mit anderen Worten, man stellt ungestörte Quadraturphasendetektor-Ausgangssignale in der Weise her, daß in den Quadraturphasendetektor des betreffenden Radarsystems periodisch Testsignale eingespeist werden und dann während der Wirksamkeit dieser Testsignale das Frequenzspektrum am Ausgang des Quadraturphasendetektors bestimmt wird, um Korrekturkoeffizienten aus dem Spektrum abzuleiten und damit die Ausgangssignale des Detektors zu korrigieren.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform hat das Testsignal die Gestalt einer von einem Doppler signal modulierten Trägerschwingung. Nachdem ein solches dopplerverschobenes Signal durch den Quadraturphasendetektor des Radarsystems geführt und in eine Gruppe komplexer Digitalzahlwörter umgewandelt worden ist, werden die Realanteile und Imaginäranteile dieser Zahlwörter einem N-Punkt-Fouriertransformator zugeführt, um ein Frequenzspektrum des Signalausgangs des Quadraturphasendetektors zu bilden. Vorzugsweise ist die Frequenz des simulierten Dopplersignals eine ganzzahlige Teilzahl der Tastgeschwindij;-keit, welche zur Bildung der Gruppe von komplexen Digitalzahlwörtern verwendet wird und die von der Fouriertransformationseinrichtung vorgegebene Zahl N ist dem Verhältnis der Tastfrequenz zur simulierten Dopplerfrequenz gleich.

Im folgenden wird die Erfindung durch die Beschreibung vorteilhafter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme ar^f die anliegende Zeichnung näher erläutert. Es stellt dar

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Radarsystems mit einer Korrektureinrichtung der hier vorgeschlagenen Art,

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Zeitsignal- und Steuersignal-Generators für dao Radarsystem nach Fig. 1,

Fig.3 ein Blockschaltbild einer Kompensationseinrichtung für das Radarsystem nach F i g. 1,

Fig.4 ein Blockschaltbild des Testsignalgenerators für das System gemäß F i g. 1 und

Fig.' ein Schaltbild einer Torschaltung, wie sie in der Kompensationseinrichtung gemäß F i g. 3 Verwendung finden kann.

Fig. 1 zeigt ein Radarsystem 10 mit Festzeichenunterdrückung, welches eine Antenne 12, eine Sende-Empfangsweiche 14, Mischstufen 16 und 18, einen Hochfrequenzverstärker, beispielsweise in Gestalt einer Wanderfeldröhre 20, einen stabilen Lokaloszillator 22 und einen Zeitsignal- und Steuersignal-Generator 24 enthält, die in an sich bekannter Weise zusammengeschaltet sein können. Hochfrequente Impulse werden über die Antenne 12 abhängig von Sendebefehlsimpulsen ausgestrahlt, die von dem Zeitsignal- und Steuersignalgenerator 24 über eine Signalleitung XMT dem Wanderfeldröhrenverstärker 20 zugeführt werden. Radarechosignale aufgrund von durch die Sendeimpulse erfaßten Zielobjekten werden von der Antenne 12 empfangen, in der Mischstufe 16 heterodyn überlagert und in dem Verstärker 25 verstärkt, um Zwischenfrequenzsignale zu erzeugen, die in einen Quadraturphasendetektor 26 eingegeben werden können. Aus F i g. 2 ist zu ersehen, daß der Zeitsignal- und Steuersignalgenerator 24 an einer Leitung, welche mit /)f bezeichnet ist, ein Zwischenfrequenzsignal darbietet Dieses Zwischen frequenzsignal dient zum einen zur Heterodynüberlagerung in der Mischstufe 18 mit der vom stabilen Lokaloszillator 22 abgegebenen Schwingung zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals, das nach Verstärkung in dem Wanderfeldröhrenverstärker 20 als Sendesignal dient. Zum anderen wird das Zwischenfrequenzsignal dem Phasendetektor 28] und, nach Durchleitung durch einen 90°-Phasenschieber 30, dem Phasendetektor 282 zugeführt Zu dem Phasendetektor 28| und 282 gelangt auch jeweils das Ausgangssignal des Verstärkers 25. Es ergibt sich also, daß das von der Ausgangsleitung fc abnehmbare Zwischenfrequenzsignal des Zeitsignal- und Steuersignalgenerators 24 praktisch ein Kohärenzoszillatorsigna! ist Weiter erkennt man, daß die Ausgangssignale der PhasendetektOr-en 28| und 282 bipolare Videofrequenzsignale sind, welche während der normalen Betriebsweise des Radarsysrems die relative Phasenlage der demodulierten Echosignale und des (vohärenzoszillatorsignals angeben. Die am Ausgang der Phasendetektoren 28| und 282 dargebotenen Signale gelangen zu Verstärkern 32i bzw. 322 sowie zu Tiefpaßfiltern 34i bzw. 342, wie aus der Darstellung von F i g. 1 erkennbar ist. Der Quadraturphasendetektor 26 dient somit zur Aufteilung des am Ausgang des Verstärkers 25 auftretenden Signals in zwei mit 90° Phasenverschiebung arbeitende Kanäle, wobei das

J5 Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters 34i mitunter als in Phase liegendes Signal oder reelles Signal bezeichnet wird, während das Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters 342 manchmal als 90° phasenverschobenes Signal oder imaginäres Signal bezeichnet wird. Das im Phase liegende Signal und das um 90° phasenverschobene Signal werden durch an sich bekannte Anaiog-Digital-' Jmsetzer 36| bzw. 362 in digitale Form umgesetzt, wie aus F i g. 1 zu ersehen ist. Eine Kompensationsschaltung 38, deren Einzelheiten genauer im Zusammenhang mit Fig.3 beschrieben werden, bewirkt Korrekturen von Störschwankungen hinsichtlich Amplitude, Phase und Gleichstromniveau zwischen den beiden mit 90° Phasenunterschied arbeitenden Kanälen und liefert ein Paar korrigierter Digitalsignale, welche in Phase liegen bzw. um 90° phasenverschoben sind. Diese korrigierten Signale werden einer üblichen Signalverarbeitungseinrichtung und Auswertmitteln 40 zugeführt. Im vorliegenden Fall handelt es sich um eine gebräuchliche Löschschaltung des MTI-Radarsystems und um einen

v, digitalen Wiedergabeanschluß.

Wie nachfolgend genauer angegeben werden wird, werden die Korrekturkoeffizienten, die von der Kompensationsschaltung 38 erzeugt werden, in Abhängigkeit von der periodischen Zuführung eines Testsignals zu dem ^uadraturphasendetektor 26 abgeleitet. Ein solches Testsignal wird von einem Testsignalgenerator 42 gebildet, dessen Einzelheiten in Verbindung mit F i g. 4 erläutert werden. Das Testsignai wird periodisch in das Radarsystem 10 eingespeist, wenn ein Hochfrequenzschalter 44 in der nachfolgend beschriebenen Weise abhängig /on einem Befehlssignal auf der mit TEST bezeichneten Leitung umgeschaltet wird, derart, daß das Testsignal über einen Richtungskoppler 45 zu

der Sende-Empfangsweiche 14 übertragen wird.

In Fig. 2 ist der Aufbau des Zeitsignal- und Steuersignal-Generators 24 schematisch gezeigt. Er enthält einen freischwingenden Taktimpulsgenerator 50, der hier eine Folge von Impulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 10 MHz an eine mit CP bezeichnete Leitung abgibt. Ein Frequenzteiler 52. beispielsweise ein bekannter bistabiler Multivibrator, dient zur Erzeugung einer Folge von Impulsen, welche eine Impulswiederholungsfrequenz von 5 MHz aufweist und auf einer Signalleitung mit der Bezeichnung CP/2 auftritt. Die Leitung CP/2 ist unter anderem mit den Analog-Digital-Umsetzern 36| und 362 (siehe Fig. 1) verbunden, so daß die Analogsignale, welche in diese Umsetzer eingegeben werden, mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz in digitale Form umgesetzt werden. Ein weiterer Frequenzteiler 54. der hier aus neun hintereinandergeschalteten Multivibratoren besteht, liefert eine Folge von Impulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 10/512 MHz. Diese Impulsfolge wird an der mit in bezeichneten Leitung dargeboten. Es sei hier erwähnt, daß die Frequenz des auf der Leitung f_D auftretenden Signals von vornherein so gewählt ist, daß sie einer mittleren Dopplergeschwindigkeit der bewegten Zielobjekte entspricht, die erfaßt werden sollen. Wie nachfolgend genauer ausgeführt wird, dient das Signal auf der Leitung fo als Heterodyn-Überlagerungssignal bei der Erzeugung des Testsignals, das von dem Testsignaigenerator 42 (Fig. 1 und 4) gebildet wird. Weiter ist ein Frequenzvervielfacher 58 bekannter Bauart vorgesehen, der die Taktimpulse der Leitung CP aufnimmt und auf der Leitung f,r ein Signal mit der Frequenz von 60 MHz abgibt. Wie im Zusammenhang mit F i g. 1 bereits ausgeführt wurde, dient das Signal auf der Leitung f,r als Kohärenzoszillatorsignal für das Radarsystem 10. Die übrigen Bauteile des Zeitsignal- und Steuersignal-Generators 24 können im Zusammenhang mit der Beschreibung der Wirkungsweise des Radarsystems beschrieben werden.

Bei dem vorliegend betrachteten Ausführungsbeispiel wird eine Folge von Hochfrequenzimpulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 1 kHz ausgesendet. In Zeitabständen von 20 Sekunden werden Testimpulse an das Radarsystem 10 angekoppelt und die Aussendung eines Hochfrequenzimpulses wird dabei gesperrt. Diese Wirkungsweise wird durch entsprechende Bildung der Signale auf den Leitungen TEST und XMT sichergestellt.

Das Signal auf der Leitung TES7"wird folgendermaßen gebildet. Die Taktimpulse, welche auf der Leitung CP mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 MHz auftreten, werden von einem Zähler 60 gezählt. Der Ausgang des Zählers 60 wird in einen Vergleicher 62 eingespeisL Außerdem gelangt zu dem Vergleicher 62 der Inhalt eines Registers 64, in welchem in üblicher Weise, wie nicht im einzelnen gezeigt ist. eine Binärzahl gespeichert ist. deren Wert der Dezimaizahi 2-10= entspricht Wenn der Stand des Zählers 60 gleich oder größer als 2 · 10⁸ ist, so nimmt das Signal auf der Leitung TEST einen hohen Signalwert an, wodurch unter anderem der Hochfrequenzschalter 44 so eingestellt wird, daß das erzeugte Testsignal des Signalgenerators 42 (Fig.!) an das Radarsystem 10 angekoppelt wird Die Ankopplung des Testsignals an das Radarsystem 10 geschieht also jeweils alle 20 Sekunden Wenn das Signal auf der I Leitung TEST einen hohen Signalzustand annimmt so können die mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 MHz auftretenden

Impulse der Leitung CP über eine Torschaltung 66 zu einem Zähler 68 gelangen. Der Zähler 68 ist mit einem Vergleicher 70 verbunden. Außerdem hat der Vergleicher 70 mit einem Register 72 üblicher Bauart Verbindung. In dem Register 72 ist in bekannter Weise, wie nicht im einzelnen gezeigt ist, eine Binärzahl entsprechend dem Dezimalwert 1 · 10* gespeichert. Der Ausgang des Vergleichers 70 gelangt dann zu den Zählern 68 und 60 und dient als Rückstellsignal für diese Zähler. Es ergibt sich daraus, daß 1000 Mikrosekunden nach dem Übergehen des Signals auf der Leitung TEST in den hohen .Signalzustand die Zähler 60 und 68 rückgestellt werden und das Signal auf der Leitung TEST wieder einen niedrigen Signalzustand annimmt, so daß ein weiteres Ankoppeln des Testsignals an das Radarsystem 10 gesperrt wird, bis das Signal auf der Leitung TEST wieder einen hohen Signalzustand annimmt.

Die Bildung des Signals auf der Leitung XMT geschieht in folgender Weise: Ein gebräuchlicher Frequenzteiler 74 erzeugt eine Folge von Impulsen mit einer Impulswiederholungsfrequenz von 1 kHz. Mit der Leitung TEST hat ein Inverter 76 Verbindung, dessen Ausgang zusammen mit dem Ausgang des Frequenzteilers 74 in eine Torschaltung 78 eingespeist wird. Dies hat zur Folge, daß auf der Leitung XMT eine Folge von Impulsen mit einer Wiederholungsfreqiienz von 1 kHz auftritt, außer zu der Zeit, in der die Leitung 7£57"eine hohe Signalspannung führt, also außer zu den Zeiten, in welchen jeweils alle 20 Sekunden Testsignale an das Radarsystem angekoppelt werden.

Der Zeitsignal- und Steuersignalgenerator 24 liefert ferner auf einer mit Γ bezeichneten Signalleitung ein Schaltsignal, welches in der Kompensationsschaltung 38 Verwendung findet, worauf nachfolgend im Zusammenhang mit F i g. 3 näher eingegangen wird. Es sei hier nur gesagt, daß das Signal auf der Leitung Tnur dann einen hohen Signalzustand annimmt, wenn sowohl das Signal auf der Leitung TEST einen hohen Signalzustand annimmt, als auch ein 50,4-Mikrosekunden-Zeitintervall in dem mittleren Teil der Zeit auftritt, während welcher Testsignale angekoppelt werden. Dieses auf der Leitung T dargebotene Signal wird durch Taktimpulse der Leitung CP gebildet, welche durch die Torschaltung 80 gelangen, wenn das dieser Torschaltung ebenfalls zugeführte Signal der Leitung TEST einen hohen Signalzustand aufweist Die Ausgangssignale der Torschaltung 80 werden Zählern 82 und 84 zugeführt. Der Ausgang des Zählers 82 gelangt zu einem Vergleicher 86 und der Ausgang des Zählers 84 gelangt zu einem Vergleicher 88. In einem Register 90 ist in bekannter Weise, wie nicht im einzelnen gezeigt, eine Binärzahi gespeichert, die einer Dezimalzahl von 475,0 entspricht. Diese Binärzahi wird dem Vergleicher 86 zugeführt In einem Register 92 ist in bekannter Weise, wie ebenfalls nicht im einzelnen gezeigt ist, eine Binärzahi gespeichert weiche der Dezimalzahl 979 entspricht Diese Binärzahl gelangt zu dem Vergleicher 88. Der Vergleicher 86 liefert an seinem Ausgang ein Signal mit einem hohen Signalniveau, wenn der Stand des Zählers 82 größer als oder gleich dem Inhalt des Registers 90 ist Der Vergleicher 88 bietet ein Signal mit einem hohen Signalniveau dar, wenn der Inhalt des Zählers 84 gleich dem oder kleiner als der Inhalt des Registers 92 ist Die Ausgangssignale der Vergleicher 86 und 88 werden einem UND-SchaJtelement 96 zugeführt Es zeigt sich also, daß das Signal auf der Leitung T, nämlich der Ausgangsleitung des UND-Schaltelemerrts 96. ein hohes

Signalniveaii von einer Zeit von 47,5 Mikrosekunden nach Ankopplung des Testsignals an das Radarsystem bis zu einer Zeit von 97.9 Mikrosekunden nach Ankopplung des Testsignals führt. Das bedeutet, daß das Signal auf der Leitung T ein hohes Signalniveau während eines Zeitintervalls von 50,4 Mikrosekunden besitzt, wobei dieses Zeitintervall in der Mitte der ZeitH:.uer liegt, in der ein Testsignal an das Radarsystem gekoppelt wird.

Die Schaltung nach F i g. 2 wird durch einen Inverter 93 vervollständigt, der an den Ausgang der Vergleichers 62 angeschlossen ist und ein Ausgangssignal an seiner mit TEST bezeichne ten Leitung darbietet, wobei dieses Ausgangssignal das Komplement des Signals auf der Leitung TEST ist. Die Leitung TEST ist zu den nachfolgend angegebenen Zwecken mit der Kompensationsschaltung 38 (siehe Fig. I und 3) verbunden.

FWor auf F.inzelheiten der in Fig. 3 dargestellten Kompensationsschaltung 38 eingeeaneen sei. sollen die Einflüsse von Störschwankungen bezüglich Amplitude. Phase und Gleichspannungsversatz zwischen den mit W Phasenverschiebung arbeitenden Kanälen des Quadraturphasendetektors 26 gemäß Fig. I untersucht werden. Wie aus F i g. I hervorgeht, wird an das Radarsystem 10 ein Testsignal vom Testsignalgenerator 42 angekoppelt, wenn der Hochfrequenzschalter 44 von einem ein hohes Signalniveau aufweisenden Signal auf der Leitung TEST erregt wird. Wie aus F i g. 4 zu entnehmen ist, enthält ein derartiger Testsignalgenerator 42 einen Bandpaßfilter 400, der in der dargestellten Wer? an die Leitung f/r angeschlossen ist. Das Ausgangssignal eines solchen Filters ist dann eine sinusförmige Schwingung mit einer Frequenz von 60 M Hz. An den Ausgang des Bandpaßfilters 400 und an die Signalleitung fo ist ein Einseitenbandmischer 401 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Einseitenbandmischers 401 wird in eine Phasenregelschleife 404 eingegeben. Die Phasenregelschleife ist an sich bekannter Bauart und enthält einen Mischer 406. Der Mischer 406 nimmt den Ausgang des Einseitenbandmischers 401 auf und wird außerdem durch den Ausgang eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators 408 gesteuert. Es sei darauf hingewiesen, daß die Frequenz der Signale, welche in die Mischstufe 406 eingegeben werden. 60 MHz+10/512 MHz beträgt. Der Ausgang der Mischstufe 406 ist mit einem Tiefpaßfilter 409 verbunden, dessen Ausgangssignal eine Anzeige für die Phasendifferenz zwischen den der Mischstufe 406 zugeführten Signalen ist. Die Ausgangssignale des Tiefpaßfilters 409 gelangen zu dem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 408 und veranlassen dieses Bauteil zur Erzeugung eines Signals mit einer Frequenz von 60 MHz+ 10/512 MHz. Dieses Signal wird in einem Mischer 410 in ein hochfrequentes Signal übersetzt, wobei zu dem Mischer 410 über die Leitung /«fauch das Ausgangssignal des stabilen Lokaloszillators 22 gemäß F i g. 1 geführt wird. Der Ausgang des Mischers 410 wird zu einem Bandpaßfilter 412 weitergeleitet. Der Ausgang des Bandpaßfilters 412 stellt dann das Testsignal dar. Es sei bemerkt, daß dieses Testsignal ein hochfrequentes Trägersignal ist, welches eine Dopplerverschiebung entsprechend der gewählten Dopplerfrequenz f_D aufweist.

Nunmehr sei auf Fig.3 Bezug genommen. Das in Phase liegende Signal X(t) und das außer Phase liegende nAg%w um Hfl⁰ nttorAnoawnknlwinil Ci«*«·)! V/t 1 molnLn

vom Ausgang des Quadraturphasendetektors 26 abhängig von dem eingekoppelten Testsignal abgenommen werden können, lassen sich folgendermaßen anschreiben:

V(M - .1(1 +1 cos (2,-f„i + ft) t Ii, (2)

Hierin bedeuten

A eine Konstante entsprechend der Amplitude des Testsignals,

(■) einen angenommenen Phasenwinkel.

F die Amplitudenstörschwankiing zwischen den elektrisch um 90" zueinander phasenverschobenen Kanälen,

Φ die Phasen-Störschwankung /wischen den elektrisch, um 90" phasenverschoben arbeitenden Kanälen,

B_x und B, der jeweilige gleichstrommäßige Versatz in den elektrisch um 90" phasenverschoben arbeitenden Kanälen,

Z(t) das dem Quadraturphasendetektor 26 zugeführte Signal und

j der übliche imaginäre Faktor ι —1.

Nachdem die Gleichungen 2 und 3 in die Gleichung 1 eingesetzt und letztere vereinfacht worden ist. ergibt sich:

Z(M All (I + f+cos Φ + /sin Φ) e'^He'^: '■'''

+ All (1 + f - cos Φ + /sin Φ) e ^we ^: "■"

+ B_x+j By.

(4)

Im Zusammenhang mit Fig. 3 erkennt man, daß während der Zeit, in der das Signal auf der Leitung T

-»> einen hohen Signalzustand besitzt, digitale Tastungen, welche am Ausgang des Quadraturphasendetektors 26 abhängig von dem angekoppelten Testsignal [nämlich X(0· ^Y(^ch erzeugt werden, über Torschaltglieder 104 und 106 zu einem Paar von Gattern 100 und 102

■»5 gelangen. Zunächst is; festzustellen, daß. wie oben bereits erwähnt wurde, diese Tastungen die genannten Gatter 100 und 102 jeweils 47,5 Mikrosekunden nach Ankopplung des Testsignals an das Radarsystem erreichen. Da ferner die Analog/Digital-Umsetzer 36i

so und 362 mit einer Impulsfolge der Wiederholungsfrequenz von 5 MHz beaufschlagt werden, kommen die T istungen bei den Gattern 100 und 102 mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz an.

in Fig.5 ist eines der Gatter 100 und 102 beispielsweise in seinem Aufbau genauer aufgezeichnet Vorliegend handelt es sich um das Gatter 100. Das Gatter enthält einen Zähler 108, der an die Leitung CPI2 angeschlossen ist Der Zähler bewirkt daher eine Impulszählung mit einer Geschwindigkeit von 5 MHz.

Der Ausgang des Zählers 108 ist an einen Vergleicher 110 angeschlossen. Außerdem hat der Vergleicher 110 mit einem Register 112 Verbindung, in dem m an sich bekannter Weise, wie nicht im einzelnen ausgeführt ist. eine binäre Zahl entsprechend der Dezimalzahl 4 gespeichert ist Wenn der Inhalt des Zählers 108 größer als oder gleich dem Inhalt des Registers 112 ist, so liefert der Vergieicher 110 ein Schaltsignal. Dieses Schaltsignal dient zur Rückstellung des Zählers 108 auf Null und

bewirkt, daß eine am Ausgang des Torschaltelementes 104 auftretende Tastung zu einem Torschaltclcnient 114 weitergeführt wird. Man erreicht auf diese Weise, daß jede vierte digitale Tastung, welche zu dem Gatter 100 gelangt, von diesem Gatter durchgelassen wird. Betrachtet man wieder F i g. 3, so erkennt man, daß am Ausgang der Gatter 100 und 102 digitale Tastungen mit einer Geschwindigkeit von 1,25MHz erscheinen. Nachdem writer das Signal auf der Leitung T für eine Dauer von 50,4 MikroSekunden einen hohen Signalzustand aufweist, folgt, daß während des Zeitintervalls, in welchem Testsignale an das Radarsystem angekoppelt werden, 64 digitale Tastungen am Ausgang der Gatter 100 und 102 erzeugt werden, wobei in Betracht /u ziehen ist, daß eine Tastung zu Beginn des 50,4-Mikrose· kunden-Zeitintervalls durchgelassen wird. Die h4 digitalen Tastungen. welche die Gatter 100 bzw. 102 durchlaufen, werden einer diskreten schnellen Fourierti ansformationsschaltiing 116 zugeführt, die von der bekannten Pipelinebauart sein kann.

Nachdem die digitalen Tastungen zu der schnellen Fouriertransformationsschaltung 116 mit einer Geschwindigkeit von 1.25 MHz gelangen und nachdem die Frequenz//> 10/512 MHz beträgt, da also die F.ingabegeschwindigkeit der Tastungen b4mal so groß wie die Frequenz /}> ist und nachdem weiter die schnelle Foiiriertransformationssehaltung 116 eine M-Punkt-Transformationsvchaltung ist, cgibt sich, daß die Nullfrequenzausgangsleitung der Fouriertransformationsschaltung 116 jede Gleichstromkomponente der in die Transforrr Mionsschaltung eingegebenen Tastungen wiedergibt, daß ferner die Grundwellenausgangsleitun^g die Grundweüenkomponente der Tastungen, nämlich fix liefert und daß die letzte oder 63. Ausgangsleistung das Spiegelbild der Grundfrequenz, nämlich das Spiegelbild der Frequenz /oangibt. Betrachtet man Gleichung (4), so läßt sich das Signal auf der Nullfrequenzausgangsleitung der schnellen F'ouriertransformationsschf.ltung 116 folgendermaßen anschreiben:

«v

l)as I ryehnis aiii der C irunilu el leiiatisuailgslc
dor rraiislOrmatinnsschaltuni! ist:

" I/? (1 '■ .' ι o)s Φ * /sin Φ > !«.us (■> f /sin θ) Ib)
und da- Iryebnis aiii der d.V \iisuaniisloiIiiημ ist
Ι/Γ I I <i ins Φ f /sin <!>) (cos (-) /sini-'l |7i

Damit lassen -.ich die Aiisyanussiunale tier schnell arbeilenden IOunerlranslormationssclialtung 116 in der nachfolgend armeuebenen Weise beschreiben:

Ausgangsleitung 0_A- Hx;

AusuaniisleiUing 0. - /Ji:

Nu-iMiigsleilung 1,.- All [(1 +■;los (■) + cos β cos Φ - sin <-) sin Φ\:

Ausgangsleitung 1,. - 1/2 [-in Φ cos Θ + (1 + ι ) sin (-) + sin Wcns Φ];

•\usgangsleitung 63.,- -1/2 [(I + rtcos θ - cos β cos Φ + sin Φ sin (-)]:

Ausgangsleitung 63, - All [sin Φ cosrt - (1 ^f) sin W ■*- sin f-)cos Φ].

(Si
(4)
110)
(II)
(12)
(13 ι

Die Indizes R und /bezeichnen den jeweiligen reellen bzw. imaginären Anteil der Signale auf den Ausgangsleitungen 0,1 und 63.

Aus den Gleichungen (8) und (9) ergibt sich ohne wci'eres. daß die Koeffizienten Cn und Q₂ zur Korrektur des gleichstrommäßigen Versatzes zwischen den Kanälen dadurch gewonnen werden, daß die auf den Ausgangsleitungen Or und 0/ auftretenden Signale durch Inverter 118 und 120 geführt werden. Die Korrekturkoeffizienten werden dann in Registern 122 bzw. 124 gespeichert. F.S sei bemerkt, daß die Register durch die Stirnflanke des auf der Leitung Tauftretenden Schaltimpulses rückgestellt werden.

Die Koeffizienten Ci; und Cn zur amplitudenmäßigen und phasenmäßigen Korrektur werden in folgenden Schritten gewonnen.

1) Das Konjugiertkomplexe des Signals auf der Ausgangsleitung 63 wird zu dem auf der Grunclwei-Ienausgangsleitung auftretenden Signal mittels eines Inverters 126, der mit der Ausgangsleitung 63/ verbunden ist, und eines Paares von Additionsschaltungen 128 und 130 hinzuaddiert, wobei die Eingänge der einen Additionsscha'.tung mit der reellen Grundwellenausgangsleitung u,;d der Ausgangsleitung 63« verbunden sind, während die Eingänge der anderen Additionsschaltung mit der imaginären Grundwellenausgangsleitung und dem Ausgang des erwähnten Inverters 126 verbunden sind, wie aus F i g. 3 ohne weiteres zu entnehmen ist.

2) Das Konjugiertkomplexe des Signals, welches in dem Schritt I) gewonnen worden ist. wird durch das auf der Ausgangsleitung 63 auftretende Signal dividiert, indem die Signale, welche am Ausgang der Additionsschaitungen 128 und 130 auftreten, zusammen mit den Ausgangssignalen der Leitung 63 in eine Divisionsschaltung 134 eingespeist werden, wobei die zuletzt genannten Signale durch Multiplikationsschaltungen 129 und 131 in der dargestellten Weise zuvor mit dem Faktor 2 multipliziert worden sind. Es sei bemerkt, daß der Inverter 127 dazu dient, daß Konjugiertkomplexe des Signals zu bilden, welches durch den Schritt 1) gewonnen worden ist. Der reelle Anteil des Signals vom Ausgang der Divisionsschaltung 134 wird durch einen Inverter 135 geführt und bildet den Korrekturkoeffizienten Cii. während der imaginäre Anteil des Aüsgangssignals der Divsiorisschaltung durch einen Inverter 137 läuft und dann den

Korrekl./koeffizienten G;bildet.wobei:

und

Die Korrekturkoeffizienten Cj₁ und C22 werden wieder in Schieberegistern 136 bzw. 138 gespeichert. Eine kurze Betrachtung läßt folgende Zusammenhänge erkennen:

C .1 = sin Φl(\ + ι·).

.V.!/) = [.V(M + C₁₁I[I + C_:i] - .-Icosi/Jo^ (2-/„i

>',(M = [K(M + C₁₁] + [.V(M+ CiiK'_;: - .U-OS0 sin (2.-./> + β)

Hierin sind Xi(I) und Y,(t) am Ausgang der Kompensationsschallung β8 dargebotene Signale, welche eine Korrektur bezüglich des gleichstrommäßigcn Versatzes sowie bezüglich der Phasen- und Amplitudenstörschwankungen erfahren haben.

In Abhängigkeit von einem auf der Leitung TEST auftretenden Schaltsignal, also während der normalen Wirkungsweise des Radarsystems, laufen die Radarcchosignaie durch die Torschaiteieniente i4ü utici i42 /.u den AdHitionsschaltungen 144 und 146. wie in F i g. 3 dargestelh ist. Das Register 122 ist an die Additionsschaltung 144 angeschlossen und das Register 124 hat Verbindung mit der Additionsschaltung 146 Man erhält daher folgende Ausgangssignale von den Additionsschaltungen 144 und 146:

.V..1M ν C

X\ und Vv sind dabei die elektrisch aufeinander senkrecht stehenden Radarechosignale. Die Additinn«·- schaltung 144 ist unmittelbar an eine Additionsschaltung 148 angeschlossen und hat außerdem zu dieser Additionsschaltung Verbindung über eine Multiplikationsschaltung 150. Das Register 136 hat ebenfalls mit der Multiplikationsschaltung 150 Verbindung und es ergibt sich somit, daß das Ausgangssignal der Additionsschaltung 148 als X\_L(t) bezeichnet werden kann. Die Additionsschaltung 144 hat ferner Verbindung mit einer Multiplikationsschaltung 152. die außerdem Verbindung mit dem Register 138 hat. Der Ausgang der Mulliplikationsschaltung 152 ist mit dem Eingang einer Additionsschaitung iän verbunden, der außerdem das Ausgangssignal der Additionsschaltung 146 in der aus K i g. 3 ersichtlichen Weise zugeführt wird. Man erkennt, daß das Ausgangssignal der Additionsschaltung 156 mit V\_t(t) angeschrieben werden kann. Die Signale \\.(i) und V'vY^sind die korrigierten Radarechosignalc.

Dem Fachmann bietet sich im Rahmen der Erfindung eine Reihe von Abwandlungsmöglichkeiten. Beispielsweise kann die Punktanzahl der schnellen Fouriertransformationsschaltung 116 geändert werden. F.s kann eine andere simulierte Dopplerfrequenz fo gewählt werden und es können andere Tastgeschwindigkeiten für die Analog/Digital-Umsetzer 36j und 36j gewählt werden, solange die erforderliche Beziehung /wischen der Tastgeschv.indigkeii und der simulierten Dopplcrfrequenz eingehalten wird.

i;.'i'/u .- Watt /exlinu wen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät, bei welchem zur Korrektur von Störsehwankungen in zueinander parallelen Kanälen diesen in periodischen Zeitabständen ein Testsignal aufgeprägt wird, das am Ausgang der Kanäle in komplexe Digitalzahlwörter umgeformt wird, von welchen Korrekturkoeffizienten für die Verarbeitung von Zielechosignalen abgeleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Korrektur von Frequenz-Störschwankungen zwischen dem in Phase arbeitenden und dem 90° phasenverschoben arbeitenden Kanal eines Doppier-Quadraturphasendetektors diesem das Testsignal mit einer Frequenzkomponente Td aufgeprägt wird, daß ferner in Abhängigkeit von dem Testsignal am Ausgang des Quadratur-Phasendetektors erzeugte Ausgangssignale in eine Gruppe von N komplexen Digitalzahlwörtern umgeformt werden, wobei die Tastfrequenz für diese Umwandlung M beträgt und eine ganzzahiige Teilzahl von ^ ist und N dem Verhältnis der Tastfrequenz M zur Frequenzkomponente fj gleicn ist und daß das Frequenzspektrum, welches durch die Gruppe von N komplexen Digitalzahiwörtern beschrieben wird, bestimmt wird und von diesem Frequenzspektrum die Korrekturkoeffizienten abgeleitet werden.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung der Korrekturkoeffizienten eine mit dem Ausgang des Doppler-Quadraturphasend'.-tektors gekoppelte schnelle Fourier-Transformationsschaltung d'^nt

3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die wirksame Punktanzahl in der schnellen Fouriertransformationsschaltung gleich dem Verhältnis der ^ Tastfrequenz M zu der Frequenzkomponente i/ist