DE19654740C2 - Meßverfahren zur Vierpolanalyse mit hoher Bandbreite - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft die elektrische Meßtechnik im allgemeinen und speziell die Vierpolmeßtechnik.

Sie betrifft ein Verfahren, mit dem sich elektrische Vierpole über einen sehr großen Frequenzbereich ausmessen lassen. Der von einem erfindungsgemäßen Gerät ermöglichte Frequenzbereich ist wesentlich größer (z. B. 0-50 GHz) als bei gewöhnlichen Meßgeräten mit vergleichbarem Aufwand. Es wird daher im folgenden von einer Ultrabreitbandmessung gesprochen. Die Erfindung ermöglicht diese Bandbreite durch Bandbreitenreduktion des Prüfsignals durch kombinierte Anwendung von Impuls- und Samplingtechnik.

Die Vierpolmessung ist eine allgemeine und häufig vorkommende Problemstellung der HF-Meßtechnik. Dementsprechend bietet der Stand der Technik sehr viele Verfahren, mit denen sie sich durchführen läßt. Sie sind z. B. in Meinke/Gundlach, Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Berlin 1986, S. 19 ff. beschrieben.

Die meisten dieser Verfahren arbeiten als Wobbelmessung. Dabei wird das Meßobjekt von einem sinusförmigen Prüfsignal angesteuert. Während die Frequenz des Prüfsignals verändert wird und dabei nach und nach den gesamten gewünschten Bereich überstreicht, werden automatisch die benötigten Messungen durchgeführt und die Ergebnisse aufgezeichnet. Das Wobbelverfahren hat große Verbreitung, und die Industrie bietet fertige Meßplätze für fast alle Anforderungen an.

Der Nachteil des Wobbelverfahrens ist sein hoher Aufwand. Insbesondere bei sehr großer Bandbreite bereitet die Realisierung eines durchstimmbaren Oszillators und der für Phasenmessungen benötigten phasenempfindlichen Detektoren große Schwierigkeiten. Wenn man eine Messung über ein sehr großes Frequenzband durchführen will, ist man daher gezwungen, das Band in mehrere Teilbereiche zu unterteilen, für jeden Teilbereich eigene Oszillatoren und Meßgeräte bereitzuhalten und eine Bereichsumschaltung vorzusehen. Neben der so entstehenden Vervielfachung der Kosten muß außerdem ein erhöhter Aufwand bei der Eichung in den Teilbereichen in Kauf genommen werden, da sonst Meßfehler durch die Bereichsumschaltung entstehen können. Die kommerziell erhältlichen breitbandigen Wobbelmeßplätze sind daher teuer (mehrere 10.000 DM), groß und schwer.

Diese Hindernisse haben dazu geführt, daß nach anderen Mitteln zur Vierpolmessung gesucht wurde. Dabei wurde z. B. vorgeschlagen, die Messung der Vierpolparameter mit Hilfe der Fouriertransformation durchzuführenden. Man steuert das Meßobjekt mit einem breitbandigen Signal an. Das Ausgangssignal des Meßobjektes oder eines davorgeschalteten Reflektometers wird digitalisiert und anschließend numerisch die Fouriertransformierte mit einem Rechner gebildet. Diese Fouriertransformierte enthält dann die gewünschten Meßergebnisse. Ein entsprechendes Verfahren ist in DE 34 39 918 C2 vorgeschlagen.

Als breitbandiges Eingangssignal für das Meßobjekt eignen sich hierbei insbesondere sog. Deltapulse. Das sind Impulse, die im Idealfall unendlich kurz sind. Solche Impulse haben ein sehr breitbandiges Spektrum. Sie werden z. B. bei dem bekannten, im Meinke/Gundlach auf S. 133 beschriebenen Impulsreflektometer benützt.

Das Ausgangssignal eines mit Deltapulsen angesteuerten Vierpols (die sog. Impulsantwort) kann einer Fouriertransformation unterworfen werden aus der sich die frequenzabhängigen Vierpolparameter gewinnen lassen. Ein entsprechendes Verfahren wird in DE 28 49 119 C2, DE 28 52 802 C2, DE 30 24 346 C2, DE 28 52 747 C2 und DE 28 52 791 C2 vorgeschlagen. Hier wird der bekannte Algorithmus der schnellen Fouriertransformation (FFT) verwendet. Ein anderes Verfahren, das statt dessen die sog. Chirp-Z- Transformation benützt, enthält DE 34 45 915 C2.

Mit Hilfe solcher Verfahren läßt sich das Problem des wobbelbaren Oszillators lösen. Die Reaktion des Vierpols auf das breitbandige Prüfsignal ist aber ein breitbandiges Signal. Die Auswertung dieses Signals auf herkömmliche Weise bringt die oben diskutierten Schwierigkeiten mit sich, eine Auswertung mit Hilfe der Fouriertransformation erfordert zunächst die A/D-Wandlung dieses Signals, die bei hohen Frequenzen teuer, oberhalb einer gewissen Grenze aber gar nicht realisierbar ist. Schwierigkeiten bereitet auch eine eventuell erforderlich breitbandige Verstärkung des Prüfsignals vor der A/D-Wandlung. Zur Durchführung der A/D-Wandlung muß daher die Bandbreite der Reaktion des Meßobjektes auf das Prüfsignal in Teilbereiche unterteilt werden, die hintereinander in eine niedrigere Zwischenfrequenz umgesetzt werden. Dazu ist aber ein, wenn auch nur in Stufen, über den gesamten Bereich abstimmbarer Lokaloszillator erforderlich, der fast den gleichen Aufwand verursacht, wie der Oszillator beim Wobbelverfahren. Wegen dieser Mängel bieten Verfahren, die eine A/D-Wandlung des Prüfsignals erfordern, bei großer Bandbreite keine Vorteile hinsichtlich Aufwand und Preis gegenüber dem Wobbelverfahren.

Es ist bekannt, daß sich eine Bandbreitenreduktion bei gleichzeitiger Zeitdehnung von periodischen Signalen mit Hilfe der Samplingtechnik erreichen läßt. Diese wird z. B. in sogenannten Sampling-Oszilloskopen angewendet, die die Darstellung sehr breitbandiger Signale ermöglichen, indem sie die Signale einer Zeitdehnung unterwerfen und sie anschließend mit einem normalen Oszillografen darstellen, der nicht besonders breitbandig zu sein braucht. Dabei wird das darzustellende breitbandige Signal abgetastet. Indem die Abtastung in jeder Periode des darzustellenden Signals etwas später erfolgt, kann nach und nach die ganze Periode des Signals bei kleinerer Frequenz rekonstruiert werden. Die Abtastung kann auch in zufälligen Zeitintervallen erfolgen (Random- Sampling).

In DE 31 07 444 A1 wird die Samplingtechnik in abgewandelter Form für ein Impulsradar angewendet. Da hier die Periode des abzutastenden Signals durch die Impulsfrequenz des Radarsenders vorgegeben ist, kann die Bandbreitenreduktion durch Abtastung mit einer von der Impulsfrequenz des Senders leicht verschiedenen Frequenz erfolgen. Das durch Bandbreitenreduktion hergestellte Signal wird hier jedoch nur zur Ermittlung der Laufzeit der Radarpulse herangezogen und eine weitere Auswertung im Sinne der Vierpolmeßtechnik unterbleibt.

Die Vierpolmessung über große Bandbreiten läßt sich mit Hilfe des Wobbelverfahrens nur mit großem Aufwand realisieren. Die anderen Verfahren haben zwar Vorteile bei speziellen Aufgaben, wie z. B. bei digitalen Übertragungsstrecken als Meßobjekt. Bei großer Bandbreite ermöglichen sie jedoch keinen gegenüber dem Wobbelverfahren verringerten Aufwand, der sich im hohen Preis der kommerziell erhältlichen Geräte niederschlägt.

Dem Erfinder hat sich daher die Aufgabe gestellt, ein Vierpolmeßverfahren zu realisieren, das die Ausmessung größter Frequenzbänder bei minimalem Aufwand gestattet.

Gelöst wird diese Aufgabe durch das Meßverfahren gemäß Patentanspruch 1. Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein Meßverfahren, bei dem das Meßobjekt von Deltapulsen angesteuert wird und die Meßergebnisse letzten Endes durch Fouriertransformation gewonnen werden. Im Unterschied zu den bekannten Verfahren wird vor der Durchführung der dazu erforderlichen A/D-Wandlung jedoch eine Bandbreitenreduktion der auszumessenden Impulsantwort des Meßobjektes vorgenommen. Für diese Bandbreitenreduktion wird ein spezielles Samplingverfahren verwendet, bei dem ein Mischer einerseits von dem Ausgangssignal des Meßobjektes andererseits von einem Impulsgenerator angesteuert wird. Der Impulsgenerator erzeugt Impulse, die eine von der Frequenz des Prüfsignals unterschiedliche Frequenz haben, wobei die Frequenzdifferenz sehr klein ist. So ist jeder Linie aus dem Spektrum des Prüfsignals eine benachbarte Linie aus dem Spektrum des Impulsgenerators zugeordnet. Indem der Mischer die Differenzfrequenzen solcher benachbarter Linien bildet, entsteht ein niederfrequentes Spektrum mit stark verringerter Bandbreite, welches abgesehen von der verringerten Frequenz die gleiche Gestalt wie das Spektrum der Reaktion des Meßobjektes auf das Prüfsignal hat.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen genau beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 Beispiele für die in der Erfindung verwendeten Signale im Zeit- und Frequenzbereich,

Fig. 2 die Phasen von Signalen aus Fig. 1 mit Bezug auf die Grundfrequenz,

Fig. 3 eine einfache Ausgestaltung der Erfindung,

Fig. 4 eine Betrachtung der für die Erfindung wesentlichen Mischvorgange im Frequenzbereich,

Fig. 5 - Fig. 7 verschiedene Ausgestaltungen der Erfindung,

Fig. 8 Signale aus der Ausgestaltung nach Fig. 7 im Zeit- und im Frequenzbereich,

Fig. 9 - Fig. 15 Schaltungsdetails,

Fig. 16 eine Frequenzaufbereitung durch Phasenregelung,

Fig. 17 eine Frequenzaufbereitung durch Einseitenbandmodulation.

Fig. 1a) zeigt den zeitlichen Verlauf eines typischen Impulssignals U(t). Das Signal hat die Grundfrequenz f und die Dauer eines Impulses beträgt t_p. Dieses Signal kann wie jedes periodische Signal bekanntlich als Fourierreihe

entwickelt werden und ist durch die Fourierkoeffizienten c_n und ϕ_n vollständig bestimmt. In Fig. 1b) sind die Fourierkoeffizienten c_n in Abhängigkeit von der Frequenz dargestellt. Fig. 1b) zeigt also das Spektrum des in Fig. 1a) gezeichneten Signals. Wenn U(t) aus sehr kurzen Impulsen besteht, also t_p « 1/f ist, dann sind die Fourierkoeffizienten c_n für nicht zu große n näherungsweise alle gleich groß. Im Grenzfall, daß U(t) aus unendlich kurzen Impulsen besteht, sind alle c_n gleich. Ist die Impulsdauer endlich, aber kurz, dann nehmen die Fourierkoeffizienten c_n mit wachsendem n langsam ab, wie in Fig. 1b) ersichtlich. Man erhält dann ein breitbandiges Spektrum aus äquidistanten Linien, die unterhalb einer gewissen Grenzfrequenz näherungsweise konstante Stärke haben. Die Erfindung benutzt nur diesen Bereich des Spektrums.

In diesem unteren Bereich des Spektrums ist die Phasenverschiebung der einzelnen Überwellen gegenüber der Grundwelle relativ klein und steigt mit wachsendem n langsam an. Dies ist in Fig. 2a) dargestellt.

Nimmt man als Grenzfrequenz diejenige Frequenz, bei der die Linien noch 70% der Stärke der Grundwelle haben, so ist bei dieser Frequenz ihre Phasenverschiebung gegenüber der Grundwelle kleiner als 45 Grad. Die Höhe dieser Frequenz ist proportional zu 1/t_p. Mit kurzen Impulsen, wie sie z. B. mit Step-Recovery-Dioden (SRD) erzeugt werden können, reicht das Spektrum bis 50 GHz und höher.

Im Rahmen der Erfindung wird das Meßobjekt mit einem Impulsförmigen Prüfsignal angesteuert. Das Meßobjekt bewirkt durch seine Eigenschaften eine Veränderung der Amplituden und Phasen der Linien im Prüfsignal. Die resultierenden Spektren am Ausgang des Meßobjektes haben z. B. die in Fig. 1c) dargestellten Amplituden und die in Fig. 2b) dargestellten Phasen. In diesen Figuren ist als Meßobjekt ein Bandpaß angenommen. Der Bandpaß hat die in den erwähnten Figuren gestrichelt gezeichneten Durchlaßkurven. Da die Amplitude aller Linien im Prüfsignal als untereinander gleich stark angesehen werden kann, gibt die Einhüllende des Spektrums am Ausgang des Meßobjektes die Durchlaßkurve desselben wieder, und da die Phasen aller Linien im Prüfsignal näherungsweise Null waren, gibt die Einhüllende der in Fig. 2b) dargestellten Phasen den Phasenverlauf der Durchlaßkurve des Meßobjektes wieder. Wie man aus Fig. 1d) leicht sehen kann, läßt sich die Auflösung dabei beliebig erhöhen, indem man die Grundfrequenz des Prüfsignals verringert.

Fig. 3 zeigt den Aufbau eines einfachen, der Erfindung entsprechenden Gerätes. Der Impulsgenerator 31 erzeugt das Prüfsignal. Dieses durchläuft das Meßobjekt 33 und gelangt anschließend in den Mischer 34. Dort wird es mit einem Impulssignal aus dem Impulsgenerator 35 gemischt.

Der Meßprozeß soll nun mathematisch nachvollzogen werden. Die Frequenz des Impulsgenerators 31 sei f₁, die Frequenz des anderen Impulsgenerators sei f₂=f₁ + ε, wobei ε der kleine Unterschied der beiden Frequenzen ist. Der Frequenzabstand ε wird am besten durch eine Regelung konstant gehaltene z. B., indem beide Frequenzen aus einer gemeinsamen Referenz abgeleitet werden. Entsprechende Verfahren hierfür werden am Schluß dieser Beschreibung angegeben.

Das Prüfsignal hat die Fourierdarstellung

und durchläuft das Meßobjekt. Dabei verändern sich die Fourierkoeffizienten nach Maßgabe des Meßobjektes, und am Ausgang desselben liegt das Signal

Dieses Signal wird mit dem Signal des zweiten Impulsgenerators 35 gemischt, der die von f₁ sehr wenig verschiedene Frequenz f₁+ε hat. Dieses Impulssignal hat die Darstellung

Die Signale (3) und (4) werden vom Mischer gemischt, wobei dieser als multiplikativer Mischer angesehen wird. Dies dient jedoch nur der vereinfachten Beschreibung. In Wirklichkeit ist kein idealer multiplikativer Mischer erforderlich, da eines der zu mischenden Signale ja ein Impulssignal ist, und die Multiplikation eines Signals mit einem Impulssignal ist nichts anderes als das Ein- und Ausschalten des ersten Signals. Es wird also lediglich ein übliches Samplingtor benötigt. Das Signal am Ausgang des Mischers hat die Gestalt

Die Multiplikation der beiden sin-Faktoren ergibt

also ein Spektrum von Schwingungen mit den Frequenzen nf₁ - kf₁ - k_ε und nf₁ + kf₁ + k_ε. Dabei können k und n alle möglichen Kombinationen sein. Das Signal U_A gelangt durch den Tiefpaß 36 (Fig. 3), der nur Signale mit Frequenzen kleiner als f₁/2 passieren läßt. Damit fällt der zweite Summand aus (6) ganz weg, da er nur höhere Frequenzen enthält. Vom ersten Summanden bleiben alle Teile mit genügend kleiner Frequenz übrig, z. B. die Anteile mit k = n, wenn n kleiner als f₁/2_ε ist. Der Tiefpaß 32 in Fig. 3, der zwischen dem Impulsgenerator 31 und dem Meßobjekt angeordnet ist, sorgt dafür, daß keine zu hohen Oberwellen des Impulsgenerators durchkommen. Wenn seine Grenzfrequenz so gewählt wird, daß nur Signalanteile von U₁(t) mit n ≦ f₁/2_ε durchkommen, also

f₀ ≦ f₁ ²/2_ε (7)

dann gelangen von allen Komponenten des Signals U_A(t) nach (6) wirklich nur diejenigen mit k = n an den Ausgang des Tiefpasses 36. Da außerdem die ϕ_2,k alle näherungsweise Null und die c_2,k alle gleich sind, nimmt das Signal bis auf einen konstanten Faktor die Gestalt

an. Es hat die Amplituden c_1,n' des breitbandigen Signals am Ausgang des Meßobjektes und die Phasen ϕ_1,n' desselben Signals. Im Ergebnis ist das Ausgangssignal U_A'(t) also ein dem Signal am Ausgang des Meßobjektes völlig gleiches, mit dem einzigen Unterschied, daß die Frequenz f durch die Frequenz S ersetzt wurde, welches die kleine Differenz der beiden Impulsgeneratorfrequenzen ist. Aus diesem Signal lassen sich somit alle Informationen über das Meßobjekt gewinnen, die in dem viel breitbandigeren Signal am Ausgang des Meßobjektes enthalten waren. Ein Signal ist ja durch die Angabe sämtlicher Fourierkoeffizienten c und ϕ vollständig beschrieben. Und eben diese Fourierkoeffizienten sind in beiden Signalen gleich, wie ein Vergleich von (3) und (8) sofort ergibt.

Anhand von Fig. 4 werden die eben beschriebenen Vorgänge noch einmal erläutert. Fig. 4a) zeigt die Spektren der am Eingang des Mischers liegenden Signale im Frequenzbereich. Dabei sind die Linien des Prüfsignals, das das Meßobjekt durchlaufen hat, mit durchgezogenen Linien eingetragen. Als Meßobjekt wurde ein Tiefpaß angenommen. Folglich nimmt die Stärke der Linien mit zunehmender Frequenz ab. Die gestrichelten Linien stellen die Linien des den Mischer direkt ansteuernden Impulsgenerators dar. Sie weisen gegenüber dem Prüfsignal den kleinen Frequenzunterschied ε auf und sind alle gleich stark, da sie keinen Tiefpaß durchlaufen haben. Im Mischer entsteht ein Signal, welches aus allen Summen- und Differenzfrequenzen besteht, die sich durch Kombination von je einer gestrichelten mit einer durchgezogenen Linie ergeben. Die niedrigsten Linien mit Frequenzen, die ein Vielfaches von ε sind, entstehen durch Mischung der direkt benachbarten Linien aus Fig. 4a).

Das Spektrum der Mischprodukte zeigt Fig. 4b). Die untersten dort eingezeichneten Linien (Bereich 1) sind die Mischprodukte solcher benachbarter Linien. In Fig. 4b) sind außerdem Mischprodukte höherer Frequenz eingezeichnet (Bereiche 2 und 3). Die Mischprodukte aus Bereich 2 kommen zustande, indem immer eine gestrichelte Linie aus Fig. 4a) mit der nächsthöheren durchgezogenen Linie kombiniert wird, die Mischprodukte aus Bereich 3 entstehen durch Kombination je einer durchgezogenen Linie mit der zweiten höheren gestrichelten. Wie man durch Betrachtung der Amplituden in Fig. 4b) erkennt, geht aus jedem der Bereiche der Tiefpaßcharakter des Meßobjektes qualitativ und quantitativ hervor. Durch Auswertung des Ausgangssignals des Mischers läßt sich also der Frequenzgang des Meßobjektes rekonstruieren. Dasselbe gilt für die Ausmessung der Phasenverschiebung, die in der Zeichnung jedoch nicht dargestellt werden kann.

Der in Fig. 3 eingezeichnete Tiefpaß 36 sorgt dafür, daß nur der Bereich 1 aus Fig. 4b) an den Ausgang gelangt. Er konnte auch durch einen Bandpaß ersetzt werden, der nur einen der Bereiche 2, 3 oder einen noch höherliegenden, nicht eingezeichneten Bereich durchläßt. Da ein Tiefpaß am einfachsten zu bauen ist, dürfte jedoch die Losung mit einem Tiefpaß bevorzugt werden. Die Verwendung eines Bandpasses ermöglicht es aber, einen Teil des vom Mischer erzeugten niederfrequenten Schrotrauschens auszublenden und somit eine gesteigerte Empfindlichkeit zu erzielen.

Die Auswertung des bandbreitenreduzierten Signals kann mit den üblichen Methoden der Spektralanalyse vorgenommen werden, also z. B. durch einen Überlagerungsempfänger, der hintereinander auf jede Linie des Spektrums abgestimmt wird. Dabei ist jedoch die Phasenauswertung mit zusätzlichem Aufwand verbunden Außerdem kann die Messung, wie nachfolgende Überlegung zeigt, sehr lange dauern.

Wenn ein Schwingkreis der Bandbreite B auf etwa 70% der Endamplitude einschwingen soll, dann muß die Erregung etwa die Zeit 1/B dauern. Beim Wobbelverfahren muß die Frequenzänderung des Oszillators so langsam erfolgen, daß die Oszillatorfrequenz wenigstens während der Zeit 1/B in dem Frequenzintervall der Breite B bleibt, um zu große Meßfehler zu vermeiden. Das führt zu einer Begrenzung der Wobbelgeschwindigkeit und dazu, daß die Messung eine gewisse Zeit beansprucht. Soll z. B. ein Bereich von 100 MHz mit einer Auflösung von 100 kHz ausgemessen werden, dann muß die Oszillatorfrequenz in jedem Abschnitt der Breite 100 kHz wenigstens 1/100 kHz = 10 µs lang verweilen. Der 100 MHz-Bereich setzt sich aus 1.000 solcher Abschnitte zusammen. Folglich dauert die Messung 1.000.10 µs = 10 ms. Nimmt die geforderte Auflösung zu, so verlängert sich die Meßzeit. Für 10 kHz Auflösung wird im obigen Beispiel 1s benötigt bei 1 kHz sind 100 s erforderlich. Die Zeit steigt also quadratisch mit der reziproken geforderten Auflösung.

Die Erfindung befaßt sich mit sehr viel breiteren Frequenzbändern, z. B. 10 GHz. Die erreichbare Auflösung ist durch die Wahl der Impulsfrequenz f₁ gegeben. Um diese Auflösung zu erreichen, muß jede Linie des bandbreitenreduzierten Spektrums mit der Auflösung ε ausgemessen werden. Dafür benötigt man pro Linie die Zeit 1/ε. Bei 10 GHz Bandbreite und 10 MHz Auflösung muß ε kleiner als 5 kHz gewählt werden, nach der oben angegebenen Bedingungen (7). Wählt man ε = 2 kHz, dann dauert die Ausmessung einer Linie 1/2 kHz = 0,5 ms und die Ausmessung aller 1.000 Linien dauert 0,5 s.

Fordert man f₁ = 1 MHz, so muß ε kleiner als 50 Hz sein, z. B. 20 Hz. Eine Linie zu messen, dauert dann 0,05 s, alle 10.000 Linien brauchen 500 s, etwa 8 Minuten. Die Dauer der Messung steigt mit der 3. Potenz der reziproken Auflösung und nimmt schnell unhandliche Ausmaße an.

Um die Meßzeiten zu verkürzen, werden mehrere Linien auf einmal ausgemessen, am besten alle gleichzeitig. Darin steigen die Meßzeiten nur noch quadratisch mit dem Kehrwert der Auflösung- wie beim Wobbelverfahren auch. Eine einfache Methode, das ganze Signal auf einmal auszuwerten, ist die Bildung der Fouriertransformierten. Dieses an sich bekannte Verfahren läßt sich leicht mit Hilfe von Computern durchführen. Die Anwendung der erfindungsgemäßen Bandbreitenreduktion ist jedoch Voraussetzung für die Durchführbarkeit einer A/D-Wandlung und damit der Fouriertransformation. Die Fouriertransformation erfolgt am besten mit Hilfe des als schnelle Fouriertransformation (FFT) bekannten Verfahrens. Es liefert direkt die als Meßergebnisse der Vierpolmessung gewünschten Amplituden und Phasen, indem aus dem Verlauf des Signals die Koeffizienten c_n und ϕ_n der Darstellung (8) ermittelt werden. Das Verfahren ist auf einfachen Rechnern schnell durchführbar. Zusammen mit einer graphischen Darstellung der Ergebnisse durch den Computer und der gegebenen Möglichkeit, diese zu speichern und weiterzuverarbeiten, entsteht ein leistungsfähiges, komfortables Meßgerät Die schnelle Fouriertransformation ist am leistungsfähigsten, wenn die Zahl der zu transformierenden Werte gleich 2ⁿ mit einer natürlichen Zahl n ist. Folglich ist es günstig, die Frequenzen im Meßgerät so zu wählen, daß f₁ = 2ⁿ.ε ist.

Der besondere Vorteil dieser Auswertung des Signales besteht darin, daß sie ohne zusätzlichen Aufwand die Phasenverschiebungen mitliefert, für deren Ermittlung sonst eine Phasenmeßbrücke erforderlich wäre.

Fremdsignale, Nutzsignale anderer Gerate und Rauschen stören die Messung in gewissem Maße. Die Störungen lassen sich vermindern, wenn man die Erfindung so ausbaut, daß die Messung mehrmals hintereinander durchgeführt wird und von den Ergebnissen der Mittelwert genommen wird. Insbesondere bei der Auswertung der Ergebnisse mittels schneller Fouriertransformation geht die Einzelmessung schnell und die Mittelung einiger 100 oder 1.000 Ergebnisse ist ohne weiteres möglich. Die Mittelwertbildung erhöht die Empfindlichkeit der Messung, da sie das Rauschen verringert. So kann ein und dasselbe Meßgerät an die verschiedenen Anforderungen angepaßt werden, indem man so lange neu mißt und mittelt, bis die gewünschte Genauigkeit erreicht ist. Man benötigt also zur Steigerung der Empfindlichkeit keine zusätzlichen Geräte, wie selektive Vorverstärker und ähnliches, was beim Wobbelverfahren benötigt wird.

Die Störunterdrückung wird noch effektiver, wenn die Impulsfrequenz f moduliert wird. Im Rahmen der Erfindung ermöglicht ein besonderer Trick, daß sich bei dieser Modulation das bandbreitenreduzierte Ausgangssignal nicht wesentlich ändert, so daß die Auswertung genau in derselben Weise erfolgen kann, wie ohne Modulation.

Die Modulation der Impulsfrequenz bewirkt, daß sich eine feste Störfrequenz, die ohne Modulation mehrere feste Linien im bandbreitenreduzierten Signal ergeben würde, über das gesamte Spektrum verteilt. Der erwähnte Trick besteht darin, die Frequenzen f₁ und ε "parallel" zu modulieren, also so, daß jederzeit Δf₁/f₁ = Δε/ε ist. Dann verändert sich die Hüllkurve des bandbreitenreduzierten Spektrums nicht.

Eine Ausführung dieses Gedankens zeigt Fig. 5. Ein Oszillator 52 wird mit dem Signal des Generators 51 frequenzmoduliert. Aus der Oszillatorfrequenz gewinnt man z. B. mit Frequenzsynthese 53 die Frequenzen f₁ und f₂ = f₁ + ε. Hierfür können auch die am Schluß dieser Beschreibung angegebenen Verfahren benutzt werden. Die beiden Impulsformer 54 und 55 erzeugen Impulse der entsprechenden Frequenzen. Danach verläuft alles wie üblich.

Man betrachte nun eine bestimmte Frequenz f im breitbandigen Spektrum vor dem Mischereingang. Wenn der Oszillator 52 nicht moduliert ist, sei gerade f= f₁.k mit ganzzahligem k. Dieser Frequenz f ist am Ausgang des Mischers die Frequenz k.ε zugeordnet. Nun ändert sich die Frequenz des Oszillators durch die Modulation. Zu einem bestimmten Zeitpunkt habe sie sich soweit geändert, daß nun f=f₁'.(k+1) ist. In diesem Moment ist also f₁'= f₁.k/(k+1). Der Frequenz f ist nun die Frequenz (k+1).ε' im bandbreitenreduzierten Spektrum zugeordnet. Da sich ε im selben Maß ändert wie f₁, ist ε' = ε.k/(k+1) und die zugeordnete Frequenz (k+1).ε'-(k+1).ε.k/(k+1) = k.ε ist also dieselbe wie vorher. Das gilt für beliebig weite Modulation. Bei solcher, paralleler Modulation der beiden Frequenzen verändert sich die Hüllkurve des bandbreitenreduzierten Spektrums also nicht.

Sowohl das breitbandige Prüfsignal als auch das bandbreitenreduzierte Signal haben jetzt ein mehr oder weniger kontinuierliches Spektrum. Ein Störsignal fester Frequenz wird über die gesamte Bandbreite des bandbreitenreduzierten Signals verteilt. Wenn die Modulation des Oszillators 52 mit einem Rauschsignal erfolgt nimmt die Störung am Ausgang ebenfalls Rauschcharakter an und läßt sich aus mehreren Messungen herausmitteln.

Die Messung wird nun von anderen Signalen, die nicht mit dem frequenzmodulierendem Signal korreliert sind, kaum noch gestört, und kann auch durchgeführt werden, wenn gleichzeitig andere Signale das Meßobjekt passieren.

Darüber hinaus nimmt auch das Spektrum des Prüfsignals Rauschcharakter an und beeinflußt andere, schmalbandige Signale nur wenig. Die Kombination dieser Eigenschaften gestattet es, die Erfindung so auszubilden, daß eine Übertragungsstrecke während des Betriebes dauernd überwacht werden kann, ohne daß sich die Nachrichten und das Prüfsignal gegenseitig stören.

Wenn die Vierpolmessung nicht von der Frequenz Null an erfolgen soll, sondern eine untere und eine obere Frequenzgrenze f_o bzw. f_u vorgegeben sind, kann die Erfindung auf die eingeschränkten Anforderungen mit Vorteil angepaßt werden.

Wenn man, wie in Fig. 6 dargestellt, einen Bandpaß zwischen den ansteuernden Impulsgenerator und das Meßobjekt schaltet, der nur den interessanten Bereich passieren läßt, dann gilt die Bedingung (7) entsprechend für f_o - f_u, also f_o - f_u ≦ f₁ ²/2ε. Man erreicht, daß ε bei gegebenem f₁ größer gewählt werden kann, was die Meßzeit verringert und verhindert, daß überflüssige Daten aufgenommen werden. Außerdem verliert das Prüfsignal bei kleinem f_o - f_u seinen Impulscharakter, was Vorteile bei manchen Meßobjekten bringt.

Eine weitere Möglichkeit der Anpassung an einen vorgegebenen Frequenzbereich besteht in der Anordnung nach Fig. 7. Sie besteht aus den beiden üblichen Impulsgeneratoren 76 und 77, die wie die vorher verwendeten Impulsgeneratoren eine kleine Frequenzdifferenz haben. Die Impulse modulieren ein HF-Signal konstanter Frequenz, was vom Oszillator 71 erzeugt wird. Die Modulatoren 74 und 75 nehmen die Modulation vor. Um sie voneinander zu entkoppeln, können Trennstufen oder Richtungsleitungen zwischen dem Oszillator und den Modulatoren eingebaut werden. Die Modulatoren können von sehr einfacher Bauart sein, da nichtlineare Verzerrungen in ihnen nicht nur unschädlich, sondern sogar nützlich sind, denn sie erhöhen den Oberwellengehalt der Impulse. Fig. 8a) zeigt den zeitlichen Verlauf eines erhaltenen modulierten Signals. Dabei wurde 100% Modulation vorausgesetzt, was allerdings nicht notwendig ist. In Fig. 8b) sind die Spektren beider modulierter Signale enthalten. Wie in Fig. 4 repräsentieren die durchgezogenen Linien das Prüfsignal und die gestrichelten Linien das Signal, das später zur Überlagerung verwendet wird. Die Mittenfrequenz der Spektren ist die Oszillatorfrequenz des Oszillators 71 und ist für beide Signale gleich.

Nachdem eines der Signale das Meßobjekt 72 passiert hat, werden die beiden Signale im Mischer 79 gemischt, was wieder die für die Erfindung typische Bandbreitenreduktion bewirkt. Um Eindeutigkeit am Ausgang des Mischers zu erzielen, muß von wenigstens einem der beiden in Fig. 8b) dargestellten Spektren ein Seitenband unterdrückt werden. Wenn man eine Umschaltung zwischen den Seitenbändern vorsieht, können trotzdem beide zur Messung herangezogen werden.

Gegenüber den herkömmlichen Vierpolanalysatoren hat das Vorgehen nach Fig. 7 den Vorteil, daß nur ein Oszillator fester Frequenz benötigt wird, was insbesondere bei höchsten Frequenzen einen erheblichen Preisvorteil bringt. Dieser eine Oszillator erzeugt das Prüf- und das Überlagerungssignal, so daß gegenüber Verfahren, die mit Überlagerungsempfängern arbeiten, ein weiterer abstimmbarer Oszillator gespart wird. Das Verfahren kann mit den vorher genannten Maßnahmen Mittelwertbildung und Frequenzmodulation der Impulssignale verbunden werden, so daß es die Störunterdrückung selektiver Meßgeräte ohne weiteres erreicht.

Das Verfahren nach Fig. 7 ist für die höchsten Frequenzen anwendbar, für die überhaupt Oszillatoren existieren. Es gestattet die Benutzung äußerst starker Signale als Prüfsignal, wenn einer der Modulatoren für das Prüfsignal als gepulster Verstärker, beispielsweise unter Verwendung einer gepulsten Mikrowellenröhre ausgeführt wird, wobei Wanderfeldröhren mit Strahlsteuerelektrode sehr leicht und sehr breitbandig modulierbar sind.

Es soll noch an konkreten Schaltungsbeispielen gezeigt werden, daß sich alle speziellen mit der Erfindung verbundenen schaltungstechnischen Aufgaben leicht und mit preiswerten Bauteilen von der Stange realisieren lassen.

Die Erfindung benötigt Impulsgeneratoren für kurze Impulse. Diese lassen sich am einfachsten mit integrierten Gattern realisieren, deren Eingänge von der Taktfrequenz gesteuert werden und deren Ausgangssignal differenziert wird. Eine Ausführung zeigt Fig. 9. Am Eingang 91 der Schaltung nach Fig. 9 liegt ein vom Oszillator kommendes Signal mit einem der Transistor- Transistor- Logik angepaßten Pegel. Die beiden als Inverter geschalteten Und-Gatter vom gebräuchlichen Typ 74 LS 00 formen aus dem Eingangssignal der Schaltung ein steilflankiges Rechtecksignal. Eine nachgeschaltete Differenzierschaltung aus einem Widerstand R91 von 50 Ω und einem Kondensator C91( etwa 10 pF) formt die Rechtecksparinung am Ausgang des Gatters zu Impulsen um. Es lassen sich Impulse erzeugen, deren Spektrum bis 500 MHz reicht. Unter Verwendung einer schnelleren Ausführung des Gatters, des 74 AS 00, lassen sich etwa 2 GHz erreichen. Dabei muß das Differenzierglied durch Verwendung eines kleineren Kondensators C91 (von etwa 4,7 pF) modifiziert werden.

Wenn man die eben beschriebene Schaltung um eine Ausgangsstufe erweitert, die einen Transistor hoher Grenzfrequenz als Verstärker betreibt, können stärkere und kürzere Impulse erzeugt werden. Eine derartig verbesserte Schaltung zeigt Fig. 10. Der Transistor Tr 101 vom Typ BFR182 enthält in seinem Gehäuse zwei Widerstände in der Beschaltung der Basis und kann direkt mit dem vom Gatter kommenden, differenzierten Signal angesteuert werden, ohne, daß externe Spannungsteilerwiderstände zur Vorspannungserzeugung erforderlich sind Der Kondensator C103 von 4,7 pF sorgt für eine Differentiation des vom Gatter kommenden Rechtecksignals. Der Transistor wird vom an seiner Basis ankommenden Signal stark übersteuert und versteilert so die Flanken des Signals. Er gibt daher über das anschließende Differenzierglied C102/R101 verstärkte und sehr kurze Impulse ab. Der Kondensator C101 verhindert eine Störung der Betriebsspannung durch die schnellen Umschaltvorgange.

Für die Impulserzeugung sehr gut geeignet sind Step-Recovery-Dioden (SRDs). Eine Step-Recovery-Diode funktioniert im wesentlichen wie eine normale Diode, d. h. sie leitet in einer Richtung und sperrt in die andere. Bei Betrieb der Diode in Durchlaßrichtung sammeln sich im Halbleiter Ladungsträger an. Wenn man die angelegte Spannung nun rasch umpolt, so leitet die Diode noch eine kurze Zeit weiter, bis die angesammelten Ladungsträger ausgeräumt sind. In der Step-Recovery-Diode ist dieser Ausräumvorgang nun so optimiert, daß die Diode in sehr kurzer Zeit (einige zehn Picosekunden) in den gesperrten Zustand übergeht. Dieser Vorgang wird für die Impulserzeugung ausgenützt. In Fig. 11 ist eine mögliche Beschaltung dieser Diode dargestellt. Das hier verwendete Gatter 74 LS 00 liefert eine Rechteckspannung an seinem Ausgang. Der im Zeitmittel durch die Step- Recovery-Diode SRD fließende Strom verursacht einen Spannungsabfall an R112 (verwendet wird etwa 1 kΩ) und lädt C111 (100 nF) auf. Durch diese beiden Bauteile wird der Arbeitspunkt der Diode festgelegt. Durch die Rechteckspannung wird die Step-Recovery-Diode SRD dauernd zwischen Durchlaß- und Sperrichtung hin- und hergeschaltet. Wie oben beschrieben, geht die Diode abrupt vom leitenden in den gesperrten Zustand über. Dabei tritt an der Induktivität L111 ein Rückschlagimpuls auf, der über den Kondensator C112 an den Ausgang gelangt. C112 wird so dimensioniert, daß er die sehr kurzen Rückschlagimpulse passieren läßt, aber die dagegen langsamen Flanken des vom Gatter gelieferten Signals sperrt. Mit einer solchen Schaltung lassen sich Impulse erzeugen, deren Spektrum bei sorgfältigem Aufbau 50 GHz Bandbreite erreicht.

Die Fig. 12, 13 und 14 zeigen Ausführungen der von der Erfindung benötigten Misch- bzw. Samplingstufe. In Fig. 12 ist ein einfacher Diodenmischer dargestellt. Das Signal gelangt vom Eingang an eine schnelle Schottky- Diode D 121. Diese Diode befindet sich normalerweise in gesperrtem Zustand, was durch eine entsprechende Vorspannung, über den Ausgang der Schaltung 121 zugeführt, sichergestellt wird. Gelangt nun ein negativer Impuls über den Impulsanschluß 122 an die Kathode der Diode, so wird diese leitend und das Eingangssignal gelangt für die Dauer des Impulses an den Ausgang. Der 1kΩ-Widerstand R121 verhindert einen Kurzschluß der Impulse durch die Belastung des Ausgangs.

Fig. 13 zeigt einen Mischer, der einen Doppelgate-Feldeffekttransistor Tr.131 verwendet. Die Signale gelangen über C132 an das erste Gate. Diesem wird über den Anschluß 133 eine Vorspannung zur korrekten Arbeitspunkteinstellung zugeführt. Die Verstärkung des Transistors ist abhängig von der Spannung am zweiten Gate. Dieses befindet sich normalerweise auf Nullpotential. Damit ist der Transistor fast gesperrt. Gelangt ein positiver Impuls über 132 an das zweite Gate, so wird der Transistor für eine kurze Zeit geöffnet und verstärkt das am ersten Gate ankommende Signal. Das Signal gelangt für diese Zeit verstärkt an den Ausgang. Da der Ausgang nicht besonders breitbandig zu sein braucht (in dem Mischer findet ja bereits die erfindungsgemäße Reduktion der Bandbreite statt), kann die Beschaltung des Ausgangs (R131) hochohmig sein und so eine große Verstärkung des Transistors erreicht werden. R132 und C131 sorgen für eine Gleichstrom- Gegenkopplung, die den Arbeitspunkt des Transistors stabilisiert.

Fig. 14 zeigt eine verwandte Schaltung, in der eine Strahlablenkröhre Rö141 vom Typ 6 BN 6 verwendet wird. Das Eingangssignal gelangt an das erste Gitter der Röhre und steuert die Intensität eines Elektronenstrahls. Der Elektronenstrahl gelangt anschließend durch die beiden folgenden Gitter. Diese sind, anders als in gewöhnlichen Elektronenröhren, als Ablenksystem ausgeführt. Durch eine geeignete Vorspannung am dritten Gitter (die über den Impulseingang 141 zugeführt wird) sorgt man dafür, daß der Elektronenstrahl normalerweise die Anode nicht erreicht. Er trifft dann einen in der Röhre vorhandenen (nicht gezeichneten) Auffänger. Ein an das dritte Gitter gelangender Impuls steuert den Elektronenstrahl nun auf die Anode, und die Röhre funktioniert für die Dauer des Impulses als Verstärker. Wie bei der Schaltung nach Fig. 13 macht man sich auch hier die Möglichkeit zunutze, einen hohen Anodenwiderstand R141 zu verwenden und damit eine hohe Verstärkung zu erzielen. Dadurch, daß der Elektronenstrahl von den Impulsen abgelenkt und nicht etwa unterbrochen wird, durchquert er seine Flugstrecke immer mit hoher, der Beschleunigungsspannung entsprechender Geschwindigkeit, was die Schaltung sehr schnell macht und Auflösungen im Picosekundenbereich ermöglicht. Die in der Beschaltung der Kathode enthaltenen Bauteile R143 und C141 sorgen für eine korrekte Einstellung des Stromes des Elektronenstrahls Das Ausgangssignal der Schaltung liegt am Anschluß 142.

Fig. 15 zeigt schließlich noch einen Modulator, wie er bei der Ausführung der Erfindung nach Fig. 7 benötigt wird. Wie weiter oben beschrieben, kann dieser von sehr einfacher Bauart sein. Er funktioniert so: das vom Eingang 151 kommende Mikrowellensignal durchläuft eine angepaßte Übertragungsleitung Ltg. 151, z. B. eine Microstripleitung. Die Diode D151 wird normalerweise durch eine über den Impulsanschluß 153 zugeführte Vorspannung leitend gehalten. Der Kondensator C151 ist so zu dimensionieren, daß er für die Mikrowellenfrequenz einen Kurzschluß darstellt, aber keine übermäßige Belastung des Impulsgenerators ist. Wenn die Diode D151 leitend ist, so ist die Microstripleitung durch die Serienschaltung Diode-Kondensator praktisch kurzgeschlossen. Das ankommende Signal wird größtenteils reflektiert und gelangt nur geschwächt an den Ausgang 152 der Schaltung. Durch einen ankommenden Impuls wird die Diode gesperrt. Da die gesperrte Diode keine wesentliche Störung der Leitung bedeutet, arbeitet die Leitung nun für kurze Zeit normal und läßt das Signal an den Ausgang der Schaltung durch.

Die Schaltung nach Fig. 15 kann durch Verwendung einer Hohlleitung für größere Signalleistungen modifiziert werden. Die verwendete Diode ist dann z. B. eine Leistungsdiode Typ 322 der Fa. Eimac.

Die Erzeugung der beiden Frequenzen f₁ und f₁ + ε = f₂ ist mit gewissen Schwierigkeiten verbunden, da ε von der Größenordnung der Frequenzdrift eines üblichen Quarzoszillators ist und dennoch recht genau eingehalten werden muß. Um das Problem zu lösen, ist es möglich, beide Frequenzen f₁ und f₁ + ε aus derselben Referenzfrequenz abzuleiten. Dazu kann ein Phasenregelkreis (PLL) verwendet werden. Einen solchen zeigt Fig. 16. Die beiden Oszillatoren 171 und 172 erzeugen die Frequenzen f₁ und f₂. Durch Mischung im Mischer 173 wird die Differenzfrequenz gebildet. Ein Oszillator 175 erzeugt eine Schwingung der Frequenz ε. Der Phasendetektor 174 vergleicht die Frequenzen des Mischerausgangs und des Oszillators. Wenn sie nicht übereinstimmen, gibt er eine Spannung ab, mit der der Oszillator 172 geregelt wird, so daß die Frequenzdifferenz der Oszillatoren 171 und 172 konstant bleibt. Die Schwingung der Frequenz ε kann auch gewonnen werden, indem die Frequenz des Oszillators 171 durch den entsprechenden Faktor geteilt wird.

Eine weitere Möglichkeit benützt die Einseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger (SSB) einer Schwingung der Frequenz f₁ mit einer Schwingung der Frequenz ε. Dabei entsteht eine Schwingung der Frequenz f₁ ± ε, je nachdem, ob das obere oder das untere Seitenband ausgenützt wird.

Besonders einfach ist die Ausnützung der sog. Phasenmethode. Dieses an sich bekannte Verfahren ist in Fig. 17 dargestellt. Die Oszillatoren 181 und 182 erzeugen die Frequenzen f₁ und s. Das Signal des Oszillators 181 wird dem Ringmodulator 184 direkt und dem Ringmodulator 186 nach einer Phasenverschiebung um 90 Grad mit dem Phasenschieber 185 zugeführt. Das Signal des Oszillators 182 wird dem Ringmodulator 184 ebenfalls direkt dem Ringmodulator 186 aber ebenfalls um 90 Grad phasenverschoben durch den Phasenschieber 183 zugeführt. Die Ausgangssignale der beiden Ringmodulatoren werden in 187 addiert. Die beiden Ringmodulatoren erzeugen beide sowohl ein oberes als auch ein unteres Seitenband. Bei der Addition wird sich eines der beiden Seitenbänder der beiden Modulatoren verstärken, das andere infolge der Phasenverschiebung jedoch auslöschen, so daß am Ausgang nur ein Seitenband entsteht, also eine Schwingung der Frequenz f₁ + ε oder f₁ - ε. Welches der beiden Seitenbändern erscheint, hängt vom Vorzeichen der Phasenverschiebung 183 ab. Auch hier kann die Frequenz ε durch Teilung der Frequenz des Oszillators 181 erzeugt werden. Die beiden Ringmodulatoren können gegebenenfalls durch andere Multiplikatorschaltungen ersetzt werden, die als fertige integrierte Schaltungen erhältlich sind. Die Güte der Unterdrückung des unerwünschten Seitenbandes hängt von der Güte der Modulatoren ab.

Mit der Erfindung lassen sich gegenüber dem Stand der Technik Vorteile erreichen, weil mit der Bandbreitenreduktion die Auswertung des Prüfsignals wesentlich vereinfacht wird. NF-technische Methoden sind anwendbar. Überhaupt benötigt man keine speziellen HF-Bauteile, um mit der Erfindung Messungen weit in den GHz-Bereich hinein durchzuführen. Eine Ausführung des gesamten erfindungsgemäßen Meßgerätes auf einer Steckkarte ist sehr preiswert möglich. Die benötigte Elektronik ist klein und stromsparend. Diese Eigenschaften ermöglichen die Installation der Karte in jedem PC, der dann die schnelle Fouriertransformation und die Stromversorgung der Karte übernimmt. Die für die schnelle Fouriertransformation benötigte Rechenleistung ist, am modernen Standard gemessen, gering, so daß sogar der Computer eventuell auf die Steckkarte verlegt werden könnte, die dann ein sehr universell einsetzbares, kleines Meßgerät ist.

Es ist möglich, alle von der Erfindung benötigten Bauteile in einem IC zusammenzufassen.

Die Erfindung führt die Phasenmessung durch, ohne dazu spezielle HF-technische Anordnungen zu benötigen, was einen wesentlichen Preisvorteil bewirkt.

Während ein breitbandig abstimmbarer Oszillator, wie ihn der Stand der Technik benötigt, meist eine größere Frequenzunsicherheit aufweist und daher die Frequenz mit zusätzlichen Mitteln kontrolliert werden muß, ist die Frequenzgenauigkeit der Erfindung direkt durch die Genauigkeit der Impulsgeneratoren gegeben.

Das von der Erfindung verwendete Prüfsignal hat eine sehr geringe Leistung (Größenordnung µW bis mW). Es ist über ein breites Frequenzband verteilt und läßt sich dem Spektrum von thermischem Rauschen angleichen. Es verursacht daher keine Störung des Funkverkehrs. Die Erfindung ermöglicht die Messung von Eigenschaften einer Übertragungsstrecke, ohne, daß der Betrieb derselben gestört wird oder unterbrochen werden muß.

Da die Erfindung keine abstimmbaren Oszillatoren benötigt, werden teure Spezialgeräte wie YIG-abgestimmte Oszillatoren oder Rückwärtswellenoszillatoren (BWO) überflüssig.

Die Erfindung erreicht die Empfindlichkeit und Störsicherheit von Verfahren, die einen selektiven Überlagerungsempfänger einsetzen. Sie hat gegenüber diesen den Vorteil, keinen Lokaloszillator zu benötigen und die Ungenauigkeit, die die Einfügung zusätzlicher Geräte in den Signalweg mit sich bringt, zu vermeiden.

Claims (5)

1. Meßverfahren zur Vierpolanalyse mit hoher Bandbreite, bei dem das Meßobjekt mit einem impulsförmigen Prüfsignal angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß

• - aus dem Ausgangssignal des Meßobjektes ein bandbreitenreduziertes Signal gebildet wird,
• - die Bandbreitenreduktion durch Überlagerung mit einem Impulssignal geschieht,
• - das zur Überlagerung herangezogene Impulssignal eine relativ kleine, konstante Frequenzdifferenz zum Prüfsignal hat,
• - vor oder hinter das Meßobjekt ein Tiefpaß eingebaut wird und
• - an den Mischerausgang ein Tiefpaß oder ein Bandpaß eingebaut wird.

2. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

• - das bandbreitenreduzierte Signal digitalisiert wird und
• - zur Auswertung einer Fouriertransformation unterworfen wird.

3. Meßverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundfrequenz des Prüfsignals gleich der Differenz zwischen der Frequenz des Prüfsignals und der Frequenz der zur Überlagerung herangezogenen Impulse, multipliziert mit einer ganzzahligen Potenz von zwei ist.

4. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

• - die Frequenz des Prüfsignals und die Frequenz des zur Überlagerung herangezogenen Signals moduliert werden, und zwar so, daß
• - das Verhältnis der beiden Frequenzen stets konstant bleibt und
• - der Mittelwert aus mehreren hintereinander aufgenommenen Messungen gebildet wird, wenn die Erreichung eines bestimmten Störabstandes dies erfordern sollte.

5. Meßverfahren nach einem der Patentansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß

• - zwei Impulssignale, die eine kleine Frequenzdifferenz haben, die Amplitude von zwei hochfrequenten Trägersignalen, die aus demselben Oszillator stammen können, modulieren,
• - eines der modulierten hochfrequenten Signale als Prüfsignal das Meßobjekt ansteuert,
• - das Ausgangssignal des Meßobjektes mit dem zweiten modulierten HF-Signal überlagert wird und hierdurch ein bandbreitenreduziertes Signal gebildet wird,
• - von mindestens einem der beiden modulierten HF-Signale ein Seitenband unterdrückt wird,
• - ein Tiefpaß am Ausgang eines der beiden Impulsgeneratoren und ein Tief- oder ein Bandpaß am Ausgang des Mischers angeordnet werden.