DE2852791C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Messen von Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein derartiges Verfahren ist in der als Stand der Technik geltenden älteren deutschen Patentschrift DE 28 49 119 C2 beschrieben. Es erlaubt, Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, wie die Dämpfungs- und Gruppenlaufzeitverzerrung, mit hoher Genauigkeit zu messen.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf welchem das Verfahren der eingangs genannten Art so abgewandelt werden kann, daß ohne großen zusätzlichen Aufwand in einfacher Weise die Bestimmung weiterer Verzerrungen durchführbar ist.

Eine zu bestimmende Verzerrung ist der Klirrfaktor, der folgender­ maßen definiert ist:

Nach einer anderen Definition ist es möglich, den Klirrfaktor auf eine einzelne Oberwelle zu beziehen und zum Beispiel den Klirrfaktor dritter Ordnung folgendermaßen zu berechnen:

Aus den genannten Größen läßt sich auch die Klirrdämpfung a_k berechnen, welche definiert ist durch

Eine weitere zu bestimmende Verzerrung ist die Quantisierungsverzerrung bei PCM-Systemen.

Die oben aufgeführte Aufgabe wird bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Es ist zwar bereits ein Gerät zur Klirrfaktorermittlung bekannt ("Nachrichtentechnik", 2. Jg., 1952 H. 12, S. 460-462), jedoch besteht dieses Gerät im wesentlichen aus einer Widerstandsverstärkerschaltung mit zwei Trioden. An Belastungswiderstände dieser Schaltung ist über einen Schalter ein Röhrenvoltmeter angeschlossen, an dem in einer ersten Schalterstellung die Kompensation der Grundwelle durch Betätigung eines Phasenreglers und zweier Potentiometer angezeigt wird. In einer zweiten Schalterstellung wird mittels eines zusätzlichen Potentiometers eine abgegriffene Teilspanung der Belastungswiderstände so lange verkleinert, bis sich dieselbe Anzeige am Röhrenvoltmeter wie in der ersten Schalterstellung ergibt. Die Stellung des Abgriffs des zusätzlichen Potentiometers ist ein Maß für den Klirrfaktor, bei dessen Ermittlung allerdings die Quadrate der Amplituden der Oberwellen nur im Verhältnis zur Grundwelle betrachtet werden. Außerdem wird hierbei ein Rauschen mit erfaßt. Darüber hinaus ist die Ermittlung des Klirrfaktors relativ zeitaufwendig.

Bei einer anderen bekannten Meßanordnung zur Ermittlung des Klirrfaktors (AT-PS 2 95 647) ist ein ein weißes Rauschen erzeugender Rauschgenerator mit einem Summationsverstärker mit mehreren Eingängen verbunden. Zwischengeschaltet sind zwei Frequenzumsetzer, in denen eine Mischung mit zwei Hilfsfrequenzen erfolgt. Am Ausgang des Summationsverstärkers entsteht dann ein Signal, dessen Momentanwert jeweils gleich der Summe der Momentanwerte der Ausgangsimpulse der Frequenzumsetzer ist. Mit diesem Signal wird das Meßobjekt beaufschlagt, das aufgrund seiner Nichtlinearitäten Differenzfrequenzen erzeugt. Diese werden hochselektiv gemessen und aus den Meßergebnissen der Klirrfaktor errechnet. Dies ist verhältnismäßig aufwendig.

Entsprechendes gilt für ein weiteres bekanntes Verfahren zur Klirrfaktormessung (DE-AS 15 16 992), bei dem die auf ein zugeführtes Signal hin an einem Meßobjekt auftretenden Harmonischen einzeln nach Umsetzen mittels einer entsprechenden einstellbaren Überlagerungsfrequenz auf eine feste Zwischenfrequenz gemessen werden. Dabei werden die Überlagerungsfrequenzen zum Messen der Harmonischen durch Mischen zweier Oszillatorfrequenzen erzeugt, von denen die erste der Zwischenfrequenz und die zweite der Überlagerungsfrequenz zum Messen der Grundwelle entspricht. Aus den Meßergebnissen für die einzelnen Harmonischen wird auch hier der Klirrfaktor errechnet.

Ein wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß das eingangs angegebene, bekannte Verfahren nur geringfügig abgewandelt werden muß, um den Klirrfaktor bzw. die Quantisierungsverzerrung zu bestimmen; dazu gehört sendeseitig die Erzeugung eines Testimpulses mit im speziellen einer einzigen Frequenzkomponente und empfangsseitig die Berechnung des Klirrfaktors aus den einzelnen die Klirranteile darstellenden Amplitudenwerten bzw. die Berechnung der Quantisierungsverzerrung aus den die Codierungsverzerrung darstellenden Amplitudenwerten. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß das erfindungsgemäße Verfahren sich besonders schnell durchführen läßt, weil die einzelnen Amplitudenwerte praktisch im Parallelbetrieb untersucht werden und somit alle gleichzeitig (ggf. nach ausreichend vielen Meßvorgängen) hinreichend genau zur Verfügung stehen.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ergibt sich durch unmittelbar aufeinanderfolgende Aussendung von q gleichen Testimpulsen praktisch eine durchlaufende Cosinusschwingung (bzw. bei entsprechender Anfangsphase auch Sinusschwingung) der Dauer q · T, wobei T die Dauer eines Testimpulses ist. Auf der Empfangsseite kann der die Fourier-Analyse durchführende FFT-Prozessor (FFT=Fast Fourier Transform) jedoch weiterhin mit der Periode T arbeiten. Die am Ausgang des FTT-Prozessors erhaltenen einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*n aus den n Teilbändern des FFT-Prozessors sind bei entsprechend hohem Wert von n ausreichend, um daraus den Klirrfaktor z. B. für die Grundfrequenz f1 (d. h. n=1) nach der Formel

zu berechnen. Dabei ist angenommen, daß der Testimpuls allein aus der Frequenz f1 (Grundfrequenz) besteht.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird eine selektive Mittelwertbildung der aus q aufeinanderfolgend ausgesandten Testimpulsen gewonnenen, dem jeweiligen Teilfrequenzband des FFT-Prozessors zugeordneten q Amplitudenwerte und/oder eine Verkleinerung der Breite der empfangsseitigen Teilfrequenzbänder vorgenommen, wodurch bei empfangsseitig aufgenommenen, gestörten Signalen der Störabstand wesentlich verbesserbar ist.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung des Testimpulses (Sendeseite)

Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des Testimpulses am Ausgang des Meßobjektes (Empfangsseite)

Fig. 3 den Aufbau eines zur Messung benutzten Testimpulses nach der Erfindung

Fig. 4 das Zeigerdiagramm eines Testimpulses nach der Übertragung und empfangsseitigen Aufbereitung durch die FFT-Transformation

Fig. 5 Verteilung der Spektrallinien bei einer Klirrmessung

Fig. 6 einen Schaltungsaufbau für die Messung der Codierungsverzerrung nach der Erfindung.

In Fig. 1 sind Einzelheiten einer Schaltungsanordnung dargestellt, mit der der aus der Überlagerung einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testimpuls hergestellt wird. Das angegebene Beispiel bezieht sich auf Messungen an einem Daten- oder Fernsprechkanal (Bandbreite 300 Hz bis 3,4 kHz). Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FD0 nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m : 1 beträgt. Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Folge wird sieben Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2 : 1 aufweisen.

Mit dem 7stufigen Binärteiler (FD1 . . . FD7) können 2⁷= 128 verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche als Adreßleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z. B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist. Mit jeder der 2⁷=128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z. B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden- Momentanwert der unverzerrten Zeitfunktion (n=ganzzahlig)

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d. h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereiht) ausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch , wobei f₁ die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f₁=100 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen von je 100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A1 bis An und den Anfangsphasenwerten ϕ₁ bis ϕ_n ein Testpuls der Periodendauer

festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T=10 msec. Die Amplitudenwerte A1 bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert wird.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Amplituden A1 bis A32 und mit den Anfangsphasen ϕ₁ bis ϕ₃₂ zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z. B. während 10 msec eine ausreichende Zahl z. B. von k=128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten im zeitlichen Abstand von , im vorliegenden Beispiel also

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d. h. z. B. unter Nr. 1 bis Nr. 128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k=128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d. h. die Überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßfilter LP.

Nach Ablauf einer vollen Periode, d. h. nach T=10 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d. h. es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben (=nächsten Periode der Zeitfunktion).

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1* bis A32* sowie die Phasenwerte ϕ1* bis ϕ32* liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z. B. durch Dämpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z. B. in Form eines Leitungsübertragers und von dort aus zu einem eine Filtercharakteristik aufweisenden Meßobjekt TE, bevorzugt eine Übertragungsstrecke, deren Dämpfung und/oder Gruppenlaufzeit bzw. Dämpfungsverzerrung und/oder Gruppenlaufzeitverzerrung gemessen werden soll.

In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer Anpaßschaltung TR2, an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 so beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog- Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FD0 in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis FD7 in Fig. 1. Er kann sogar z. B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher ST0 abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler FD8, d. h. nach dem Abspeichern von z. B. 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mti den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

Dieser Speicher ST0 arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A1, A2 . . . An und die Phasenwerte ϕ₁, ϕ₂ . . . ϕ_n enthält.

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transform ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z. B. n=32 Harmonischen der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

errechnet sowie die Phase ϕ_n* nach der Gleichung

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in dem Programmspeicher PST enthalten.

Die Amplitudenwerte A*1 bis A*n bei den verschiedenen Frequenzwerten f1 bis fn werden für jede Harmonische mit dem FFT-Prozessor berechnet und daraus der Klirrfaktor oder die Klirrdämpfung ermittelt. Dieser Meßwert wird dann auf einer geeigneten Anzeigeeinrichtung (Display) oder Registriereinrichtung festgehalten, die hier mit DSP bezeichnet ist. Das für diesen Verfahrensschritt erforderliche Programm ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten.

In Fig. 3 ist ein Beispiel für den zeitlichen Aufbau eines Testimpulses mit nur einer Schwingung der Meßfrequenz fx dargestellt, wobei angenommen ist, daß für fx die Grundschwingung f1 (d. h. n=1) auf der Sendeseite (Fig. 1) allein zur Bildung des Testimpulses herangezogen wird. Ein derartiger Testimpuls TJ1 hat somit die Form einer Cosinusschwingung, wobei die Zeitdauer T dieses Impulses gegenüber der für die übliche Dämpfungs- oder Gruppenlaufzeitmessung verwendeten Zeitdauer zweckmäßig nicht verändert ist. Je Testimpuls muß mindestens eine volle Schwingung der jeweiligen Frequenz vorhanden sein. Die Periodendauer T und die Testfrequenz fx werden zweckmäßig so gewählt, daß sich mehrere Testimpulse ohne Sprung aneinanderreihen lassen. Dies ist dann erfüllt, wenn

oder einem ganzzahligen Vielfachen hiervon gewählt wird.

Es werden nacheinander eine Reihe von q derartigen Testimpulsen TJ1 bis TJq unmittelbar aneinandergereiht ausgesandt. Der Spitzenwert der Meßschwingung mit der Frequenz fx ist mit Ax bezeichnet, wobei im gewählten Beispiel Ax=A1 ist. Die Meßfrequenz fx ist so gewählt, daß die durch das Meßobjekt entstehenden Klirranteile im interessierenden Frequenzbereich bestimmt werden können, wobei f1 noch in den Durchlaßbereich des Testobjektes fallen sollte. Die Meßfrequenz fx liegt somit zweckmäßig im unteren oder mittleren Teil des Übertra­ gungsbandes.

Fig. 4 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellung die Beziehungen für die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltenen Werte ϕ*1 bis ϕ*n und A*1 bis A*n. Im Gegensatz zu der bei der Beschreibung von Fig. 1 und 2 bisher entsprechend dem Hauptpatent angenommenen Überlagerung von n Einzelschwingungen wird bei der Erfindung zur Klirrmessung sendeseitig nur eine Frequenz (oder ggf. zwei oder drei Frequenzen - auf jeden Fall wesentlich weniger als n Frequenzen) für die Bildung des Testimpulses benutzt. Nachfolgend ist als Beispiel angenommen, daß allein mit der Grundfrequenz f1 und der zugehörigen Amplitude A1 gearbeitet wird. Die Zahl n ist so gewählt, daß das ganze interessierende Frequenzband z. B. ein Sprachfrequenzband völlig abgedeckt bzw. ausgemessen werden kann. Der sendeseitige Amplitudenwert A1 ist mit der Anfangsphase ϕ1=0 angenommen. In der Fig. 3 sind nur wenige der empfangsseitigen Amplituden- und Phasenwerte aufgezeichnet und zwar der Zeiger A*1 (für die Frequenz f1=100 Hz), der Zeiger A*2 (für die Frequenz 200 Hz) und der Zeiger A*9 (für die Frequenz 900 Hz). Ein vollständiges Zeigerdiagramm nach Fig. 3 würde somit das Gesamtergebnis am Ausgang des Computers CO nach Fig. 2 wieder­ geben.

Der Amplitudenwert A*1, welcher auf die Grundschwingung mit der Amplitude A1 und der Frequenz f1 zurückgeht, ist im Vergleich zu den auf Klirrverzerrungen zurückgehenden Amplitudenwerten A*2 bis A*n relativ groß.

Da durch Verzerrungen entstehende Amplitudenwerte normalerweise gegenüber dem Amplitudenwert Ax (hier A*x= A*1) der Meßfrequenz fx sehr klein sind, ist es zweckmäßig, mehrere derartige Messungen durchzuführen, d. h. eine ganze Reihe von Testimpulsen TJ bis TJq nach Fig. 3 hintereinander auszusenden, um die jeweiligen Werte A*2 bis A*n, welche am Ausgang des Rechners CO nach Fig. 2 zur Verfügung stehen, aus mehreren Messungen durch Mittelung möglichst genau bestimmen zu können.

Fig. 5 zeigt in einer Frequenzdarstellung die einzelnen empfangsseitigen Amplitudenwerte A*1 bis A*5 usw., wobei zusätzlich die Durchlaßbereiche D1 bis D5 des FFT- Prozessors in schematischer Form eingetragen sind.

Bei einer ausreichend großen Zahl von n läßt sich der Klirrfaktor k hinreichend genau bestimmen z. B. nach der Gleichung

Da der Meßbereich bis zur Frequenz fn (d. h. Amplitudenwert A*n) reicht, und n so gewählt ist, das der interessierende Frequenzbereich abgedeckt wird, sind alle ins Gewicht fallenden Amplitudenwerte A*2 bis A*n mit in die Messung einbezogen und dieses wird ausreichend genau. Da am Ausgang des Fourier-Prozessors nach Fig. 2 ohnehin die Amplitudenwerte A*1 bis A*n vorhanden sind, braucht der Rechner CO lediglich zusätzlich so ausgelegt werden, daß er auch die Beziehung für k aus den vorhandenen Amplitudenwerten A*1 bis A*n berechnen kann. Auf der Anzeigeeinrichtung DSP nach Fig. 2 wird dieses Ergebnis k dargestellt. Es ist auch ohne großen Aufwand möglich, die einzelnen Amplitudenwerte A*1, A*2, A*3 bis A*n zusätzlich oder statt dessen getrennt in ihrer Größe darzustellen, so daß dann die Möglichkeit besteht, die Klirranteile bei den verschiedenen Oberwellen direkt abzulesen. So wäre beispielsweise bei dem Ausführungsbeispiel entsprechend Fig. 5 zu erkennen, daß die Oberwelle mit der Frequenz f3 einen besonders großen Amplitudenwert A*3 aufweist, der eventuelle durch geeignete Maßnahmen zu kompensieren oder zu erniedrigen wäre.

Das erfindungsgemäße Verfahren läßt sich besonders schnell durchführen, weil die einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*n praktisch im Parallelbetrieb untersucht werden und somit alle gleichzeitig (ggf. nach ausreichend vielen Meßvorgängen) hinreichend genau zur Verfügung stehen.

Neben dem Klirrfaktor wird in vielen Fällen auch der sogenannte Differenztonfaktor für die Beurteilung eines Meßobjektes benötigt. Bei diesem Differenztonfaktor werden zwei unterschiedliche Frequenzen fx und fy mit gleicher Amplitude auf das Meßobjekt gegeben und am Ausgang die effektiven Spannungen der Differenzschwingungen gemessen (Zweitonverfahren). Für den Differenztonfaktor zweiter Ordnung d2 eines Vierpols gilt:

Dabei ist U(fx-fy) der Effektivwert des Differenztones mit der Frequenz (fx-fy) und Ua der Effektivwert des gesamten Spannungsgemisches am Ausgang des Vierpols. Die Größe

entspricht bei kleinen Verzerrungen der Summe der Effektivwerte der beiden am Meßobjektausgang gemessenen Sinusspannungen. In der Beziehung der Amplitudenwerte A1 bis An gilt somit, wenn zwei Harmonische f3 und f5 verwendet werden, die Beziehung

Der Testimpuls TJ ist somit in diesem Fall lediglich aus zwei Schwingungen fx und fy zusammenzusetzen. Die empfangsseitigen Messungen erfolgen analog zu dem bereits für die Klirrmessung beschriebenen Verfahren.

Ein weiterer Anwendungsfall, bei dem der sendeseitige Testimpuls mit nur einer (gegebenenfalls wenigen) der möglichen n Harmonischen aufgebaut wird, während empfangsseitig die volle Auswertung der n Teilfrequenzbereiche beim FFT-Prozessor erfolgt, ist in Fig. 6 dargestellt. Diese Anordnung dient dazu, die Quantisierungsverzerrungen bei PCM-Übertragungseinrichtungen oder sonstigen PCM-Geräten zu messen. Von dem Sender SE, welcher den Aufbau nach Fig. 1 hat, wird ein Testimpuls TJ bereitgestellt, der nur aus einer einzelnen Meßfrequenz fx mit dem Amplitudenwert Ax beispielsweise A9 mit der Frequenz f9=900 Hz aus den insgesamt n möglichen Frequenzen besteht. Dieser aus einer Cosinusschwingung bestehende Testimpuls TJ (bzw. eine Folge von q solchen Testimpulsen analog Fig. 3) wird dem Coder COD zugeführt, welcher das impulsförmige Analogsignal der Frequenz f9 durch entsprechende hochratige Abtastwerte abtastet und daraus in bekannter Weise codierte Amplitudenwerte bildet. Dabei treten, da jeweils stufenweise die Amplituden quantisiert werden, Quantisierungsverzerrungen auf. Die so gewonnenen, mit Quantisierungsfehlern behafteten PCM-Signale am Ausgang des Coders COD werden einem Decoder DEC zugeführt, welcher das an seinem Eingang vorhandene PCM-Signal in ein Analogsignal zurückverwandelt, welches hier als Testimpuls TJ* bezeichnet ist. Ohne Quantisierungsverzerrungen wäre die Kurvenform von TJ* der Kurvenform TJ völlig gleichwertig. Infolge der Quantisierungsverzerrungen durch den Coder COD (und ggf. durch den Decoder DEC) ist jedoch eine mehr oder weniger große Veränderung des Testimpulses TJ* eingetreten. Diese Veränderung kann aufgefaßt werden als das Hinzutreten von störenden Energieanteilen, so daß in dem Empfänger EM, welcher den Aufbau nach Fig. 2 hat, durch die Bestimmung der einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*n für die harmonischen Einzelfrequenzen f1 bis fn die jeweiligen Anteile bestimmt werden können, welche außerhalb von fx, d. h. außerhalb von A*9 und der Frequenz f9 auftreten. Für die Decodierungsverzerrung c_v bei der Meßfrequenz fx gilt folgende Beziehung

Eine andere Definition für die Quantisierungsverzerrung lautet

Die Effektivwerte der gesuchten Größen können in einfacher Weise aus den am Ausgang des FFT-Prozessors nach Fig. 2 vorhandenen Amplitudenwerten A*1 bis A*n berechnet werden. So gilt für das vorliegende Beispiel, daß der Gesamteffektivwert

beträgt.

Der Effektivwert ohne die Meßfrequenz fx kann ebenfalls berechne werden, weil lediglich der Amplitudenwert A*x aus den n Amplitudenwerten A*1 bis A*n bei der Berechnung wegzulassen ist. Ebenso steht selbstver­ ständlich der Amplitudenwert Ax für die Auswertung zur Verfügung. In dem Rechner CO nach Fig. 2 kann diese Berechnung der für die Bestimmung der Quantisierungsverzerrung notwendigen Teilgrößen in einfacher Weise durchgeführt werden. Es besteht somit lediglich die Aufgabe die Anzeige- oder Registriereinrichtung ACV so auszulegen, daß dort der Wert für die Quantisierungsverzerrung c_v entsprechend dargestellt werden kann.

Sollte der Störabstand der relativ kleinen Amplitudenwerte A*, welche auf Klirranteile oder Quantisierungsverzerrungen zurückgehen, zu gering sein, so kann Abhilfe in vorteilhafter Weise dadurch geschaffen werden, daß zur Messung von mit Störungen behafteten Signalen eine zusätzliche Verbesserung des Störabstandes durch selektive Mittelwertbildung der aus q aufeinanderfolgend ausgesandten Testimpulsen gewonnenen, dem jeweiligen Teilfrequenzband des FFT-Prozessors zugeordneten q Amplitudenwerten und/oder durch Verkleinerung der Breite der empfangsseitigen Teilfrequenzbänder vorgenommen wird.

Der FFT-Prozessor stellt nämlich eine Filterbank dar, bei der durch Mittelwertbildung und/oder durch Verkleinerung der Breite der Teilfrequenzbänder die Selektion und damit der Störabstand erhöht werden kann. Von besonderem Vorteil ist dabei, daß der Empfänger lediglich insoweit ergänzt werden muß, daß eine Mittelwertbildung bzw. eine Verkleinerung der Teilfrequenzbänder durchführbar ist. Die übrigen Bestandteile des Empfängers, insbesondere die Fourier-Analyse im FFT-Prozessor können unverändert beibehalten werden. Das bedeutet, daß eine nach dem Hauptpatent aufgebaute Meßeinrichtung lediglich durch Hinzufügen des Verfahrensschrittes der Mittelwertbildung bzw. der Verkleinerung der Teilfrequenzbänder ergänzt werden muß, um die gleiche, z. B. für die Strecken-Dämpfungsmessung benutzte Einrichtung u. a. auch für die Messung des z. B. Klirrfaktors heranziehen zu können.

Die Auslegung erfolgt dabei zweckmäßig so, daß empfangsseitig in jedem der durch den FFT-Prozessor gebildeten Teilfrequenzbänder ein von einer sendeseitig zur Bildung des Testimpulses benutzten Harmonischen herrührender Amplitudenwert auftritt.

Bei einer anderen Ausführungsform ist dagegen die empfangsseitig beim FFT-Prozessor angesetzte Meßperiodendauer TG größer gewählt als die sendeseitige Periodendauer T des Testimpulses TJ. Dabei ist es vorteilhaft, wenn die empfangsseitige Meßperiodendauer Tg=r · T gewählt wird, wobei r ganzzahlig ist.

Eine besonders einfache Möglichkeit zur Verbesserung des Störabstandes besteht darin, daß Teilfrequenzbänder, in denen keine auf sendeseitige Harmonische im Testimpuls TJ zurückgehenden Amplitudenwerte auftreten, bei der Auswertung unterdrückt werden.

Ganz allgemein ist die Auslegung des FFT-Prozessors für eine optimale Signalauswertung so zu wählen, daß Amplitudenwerte, die auf Harmonische im Testimpuls TJ zurückgehen, etwa in der Mitte der Teilfrequenzbänder des FFT-Prozessors liegen.

Claims (2)

1. Verfahren zum Messen von Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem von einem Meßsender ein Testimpuls, gebildet aus einzelnen Frequenzkomponenten mit Amplitudenwerten (A_n) und Phasenlagen (ϕ_n) nach der Gleichung mit n · f als einer bestimmten Frequenz und x als einer im Hinblick auf die zu untersuchende Bandbreite des jeweiligen Meßobjektes gewählten Zahl, zugeführt wird, dessen durch das Meßobjekt veränderte Frequenzkomponenten (Pulsantwort) ausgewertet werden unter Einsatz eines Rechners, der die in einem Empfangsspeicher gespeicherte Pulsantwort mit Hilfe der Fourier-Analyse zerlegt, die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ihrer Phasenlagen bestimmt und daraus in Kenntnis der Amplituden und der Phasenlagen der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses die Übertragungseigenschaften des Meßobjektes ermittelt, dadurch gekennzeichnet,

• - daß sendeseitig ein Testimpuls mit einer Frequenzkomponente (A₁, ϕ₁) oder wenigen Frequenzkomponenten gebildet wird und
• - daß empfangsseitig
  • -- zur Klirrfaktormessung der der Frequenzkomponente des Testimpulses entsprechende Amplitudenwert (A*1) und die die Klirranteile darstellenden Amplitudenwerte (A*2 bis A*n) bestimmt werden und aus diesen Amplitudenwerten (A*1 bis A*n) der Klirrfaktor des Meßobjektes bestimmt wird oder
  • -- zum Messen der Quantisierungsverzerrung der der Frequenzkomponente des Testimpulses entsprechende Amplitudenwert (A*x) und die die Codierungsverzerrung darstellenden Amplitudenwerte (A*2 bis A*n) bestimmt werden und aus diesen Amplitudenwerten (A*1 bis A*n) die Quantisierungsverzerrung bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine selektive Mittelwertbildung der aus q aufeinanderfolgend ausgesandten Testimpulsen gewonnenen, dem jeweiligen Teilfrequenzband des FFT-Prozessors zugeordneten q Amplitudenwerte und/oder eine Verkleinerung der Breite der empfangsseitigen Teilfrequenzbänder vorgenommen wird.