DE2849174A1

DE2849174A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur daempfungsmessung, insbesondere zur ermittlung der daempfungs- und/oder gruppenlaufzeitverzerrung eines messobjektes

Info

Publication number: DE2849174A1
Application number: DE19782849174
Authority: DE
Inventors: Gerhard Dipl Ing Blaess
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-11-13
Filing date: 1978-11-13
Publication date: 1980-05-14
Also published as: IT1124947B; GB2035578A; FR2441176A1; FR2441176B1; GB2035578B; US4264859A; BE880000A; IT7927165A0

Description

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SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen Berlin und München

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Verfahren und Schaltungsanordnung zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungs- und/oder Gruppenlaufzeitverzerrung: eines Meßob.jektes. (Zusatz zu Patent - Patentanmeldung

P 27 24 991.8)

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungsverzerrung und/oder der Gruppenlaufzeitverzerrung eines Meßobjektes, dem ein Testpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ..ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testpulses die Dämpfungsmessung und ggf. Gruppenlaufzeitmessung durchgeführt wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

Jb 1 Kom/24.10.1978

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U(t) =21 A_n- cos (2'TT-n.f-t- <f_n)

-A

wobei A^ die Amplitude und ^ die/phase jeweils einer bestimmten Frequenz n«f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent - (Patentanmeldung P 27 24 991.8).

Aus der Zeitschrift "Electronic Engineering" August 1966, Seiten 516 bis 519 ist ein Verfahren für die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe von kurzen Impulsen bekannt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine Δ-Funktion mit undendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten allerdings nur eine -~-- Funktion ergibt. Eine Folge derartiger schmaler Impulse wird auf das Meßobjekt gegeben und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der Übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses durchzuführen und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse unterworfen.

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Aufzeichnung sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt werden muß. Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Emp-

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fangsstelle nicht direkt zur Verfügung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch, daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei der empfangsseitigen Fourieranalyse mit ein.

Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden unendlich vielen Harmonischen (-—-- Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll, während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet. Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil, daß die Amplituden der einzelnen Harmonischen (und ebenso deren Phasen) durch die Form des verwendeten Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können. Dies ist vor allem bei der Messung an Objekten mit einer Filtercharakteristik von Nachteil und beeinträchtigt die Genauigkeit des Meßergebnisses.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei der Messung an Objekten, welche eine Filtercharakteristik (z.B. Tiefpaßfilter, Hochpaßfilter, Bandpaßfilter) aufweisen, die erzielbare Meßgenauigkeit zu verbessern. Gemäß der Erfindung, welche sich auf ein Verfahren der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß für die Messung von eine Filtercharakteristik aufweisenden Meßobjekten diejenigen Amplitudenwerte A^, welche im Bereich der Filterflanken liegen, größer gewählt sind als diejenigen

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gen Amplitudenwertej welche i» Burehlaßbereiea lisgen,

Auf diese Weise stehen im Bereich der Bandgrenzen der Durchlaßcharakteristik bei den entsprechenden Haraoni= sehen besonders große Amplitudenwerte innerhalb des Testimpuises sur Verfügung und es kann dort die jeweilige relativ große Dämpfung sehr genau bestisst werden» Die durch Rauschen ©d<§r dergleichen auftretenden Meßfehler gehen-wegen der im Bereich der Bandgrenzen ver=> größerten Anrplitudenwerte weniger exn_o Ia Durehlaßbe= reich dagegen, wo die Äaplitudenwerte durch das M@ßob= jekt weniger bedämpft werden ₉ genügen für eine ausreichende Genauigkeit geringere Amplitudenwerte der dorti- gen Harmonischen., Somit ist die Einhaltung der für das jeweilige Meßobjekt vorgegebene Toleranzwerte einfacher und sicherer zu gewährleisten,,

Ein weiterer wichtiger Yorteil ist darin zu sehen_s daß der sogenannt© Crest-Faktor c_f verringert werden Dieser ist definiert durch Q^ -■

Für Cosinus-Einzelschwingungen pi£~ä©r Anfangsphase Y_n = 0 gilt s.B.

C :

wobei A1 bis An die Aaplitudenwerte der einzelnen Har= monischen darstellen, aus denen der Testpuls . znaam= mengesetzt ist.

Die Erfindung betrifft weiterhin eine Schaltungsanordnung sur Durchführung des Verfahrens_Pwelche -dadurch ge= kennzeichnet ist, daß sendeseitig ein Speicher verge= sehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten gebildeten Testpuls enthält_s

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die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind, und daß eine Schaltung für die Abtastung des empfangenen Testpulses vorgesehen ist.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt: Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung des Testpulses (Sendeseite), Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des verzerrten Testpulses am Ausgang des Meßobjektes (Empfangsseite),

Fig. 3 die Amplitudenverteilung für die Messung eines

. ^TF-Strecke) normalen Fernsprechbandes/als ein Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 das Zeigerdiagramm eines Testpulses nach der Übertragung und empfangsseitigen Aufbereitung durch die Fourieranalyse.

In Fig. 1 sind Einzelheiten einer..Schaltungsanordnung dargestellt, mit der der aus/einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testpuls hergestellt wird. Das angegebene Beispiel bezieht sich auf Messungen an einem Daten- oder Fernsprechkanal (Bandbreite 300 Hz bis 3kHz). Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FDO nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m:1 beträgt. Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von

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. 7 Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2:1 aufweisen.

Mit dem 7-stufigen Binärteiler (FD1...FD7) können 2⁷ = 128 verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf · den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche als Adressleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z.B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist.

Ύ
Mit jeder der 2 = 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z.B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert der unverzerrten Zeitfunktion(n=ganzzahlig)

^ η = 32

ü(t) =j" ^An · ^cos teir-n-f-t-ti) ). (D

η = 1 - ^{n Tn}

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d.h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereiht)ausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch »- , wobei f<« die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f^ = 100 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen von je -100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

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Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A1 bis An und den Anfangsphasenwerten ^ bis γ>_η ein Testpuls der Periodendauer T = γτ festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T s 10 msec. Die Amplitudenwerte A1 bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert wird.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Amplituden A1 bis A32 und mit den Anfangsphasen γ ^ bis ψ^ z^sammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z.B. während 10 msec eine ausreichende Zahl z.B. von k=128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten

T
im z

also

T
im zeitlichen Abstand von g , im vorliegenden Beispiel

IiLl-IQ . 78,125 /usec

128 *

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d.h.z.B. unter Nr. 1 bis Nr. 128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k = 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d.h. die Überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßfilter LP.

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Nach Ablauf einer vollen Periode, d.h. nach T = 10 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d.h. es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben ( = nächsten Periode der Zeitfunktion)j

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobgekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1* bis A32* sowie die Phasenwerte ^f 1*Ms f32* liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z.B. durch Dämpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z.B. in Form eines Leitungsübertragers und von dort aus zu einem eine Filtercharakteristik aufweisenden Meßobjekt TE, bevorzugt eine Übertragungsstrecke, deren Dämpfungvund/oder Gruppenlaufzeit bzw. Dämpfungsverzerrung und/oder Gruppenlauf zeitverzerrung gemessen werden soll.

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In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer AnpaßschaltungTR2,an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 so beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FDO in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis FD7 in Fig. 1. Er kann sogar z.B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher STO abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler FD8, d.h. nach dem Abspeichern von z.B. 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

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Dieser Speicher STO arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicher ten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A1, A2...An und die Phasenwerte u?.,, ^f o" ' ¹Zn ^en"*^;näl'ⁱ'·

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transform ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z.B. η = 32 Harmonischen der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

An* = 1/(Rn*;^Z+ (ln*J^Z (2)

errechnet sowie die Phase LD nach der Gleichung

In*

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in

dem Programmspeicher PST enthalten. 30

Hat das Meßobjekt TE eine z.B. durch eine Filtercharakteristik eine frequenzabhängige Dämpfung, so sind die auf der Empfangsseite errechneten Einzelamplituden A1*. . .An* der Harmonischen nicht mehr identisch mit den Einzelamplituden A1 ... An, aus denen sich der gesendete Testpuls zusammensetzte (siehe Gleichung 1). Die

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Amplitudenänderung a_* durch das Meßobjekt und somit die Dämpfung bzw. Dämpfungsverzerrung bei den verschiedenen Frequenzwerten f1 bis fn wird für jede Harmonische berechnet Ca_n* = ^- ) und als Ergebnis auf einer geeigneten Anzeigeeinrichtung (Display) dargestellt, die hier mit DSP bezeichnet ist. Das erforderliche Programm ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten, d.h. auch die Information über die sendeseitig unterschiedlich gewählte Amplitudenverteilung A1 bis An, welche näher bei Fig. 3 erläutert wird.

Hat das Meßobjekt TE auch eine frequenzabhängige Phasenverschiebung, so ist die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer ein Maß für die Gruppenlaufzeit nach der Gleichung

Diese Näherung gilt hinreichend genau bei ausreichend vielen Harmonischen innerhalb der zu untersuchenden Bandbreite, wobei zusätzlich vereinfachend gilt

. A(c = 2 ίΤ* Af = 2 7?·· £_Λ = konst. (5)

Um die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer bestimmen zu können, wird zunächst die Phasenänderung Δ fn* jeder Harmonischen bestimmt nach der Gleichung

A^_n* =fn* - f n₇

wobei die Werte von ^n (die sendeseitig gewählten Phasen der Harmonischen) ebenfalls im Programmspeicher PST gespeichert sind. Die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer als Maß für die Gruppenlaufzeit T ergibt sich somit zu

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Somit kann aus den Gleichungen (4) mit (5) und (6) die Gruppenlaufzeit C berecl
tung dargestellt werden.

Gruppenlaufzeit C berechnet und auf der Anzeigeeinrich

Bei Schleifenmessung kann die Gruppenlaufzeit V absolut gemessen werden. Bei Streckenmessung kann der Absolutwert wegen Fehlens eines Referenzzeitpxunktes nicht bestimmt werden. Hier ergibt sich nur die Gruppenlaufzeitverzerrung bezogen auf den Wert bei einer willkürlich gewählten Frequenz.

In Fig. 3 ist die zugelassene Restdämpfung (bezogen auf 800 Hz) entsprechend einer Cd-Empfehlung für Fernsprechleitungen durch die mit einer Schraffur ergänzte Linie angedeutet. Auf der Abszisse ist hierbei die Frequenz in Hz aufgetragen, während die Ordinate die Dämpfung in dB zeigt. Der eigentliche Durchlaßbereich liegt zwischen 500 und 2800 Hz, während an den beiden Bandgrenzen zwischen 500 und 300 Hz bzw. 2800 Hz und 3000 Hz einen Dämpfungsanstieg von höchstens 3 db auf 6 db zulässig ist. Unterhalb 300 Hz und oberhalb 3000 Hz ist keine Begrenzung der Restdämpfung angegeben.

Unter der Annahme, daß der Testimpuls aus 32 Harmonischen A1 bis A32 zusammengesetzt ist, deren Frequenzabstand jeweils 100 Hz beträgt und die deshalb das Band von 100 bis 3200 Hz in gleichmäßigen Stufen überdecken, ergeben sich für den angegebenen Kanal insgesamt 32 fre-

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quenzabhängige Meßwerte. Von besonderer Wichtigkeit ist es, daß diese Meßwerte im Bereich der Bandgrenzen (d.h. bei den Eckpunkten) zwischen 300 und 500 Hz (Abfall) und beim Anstieg zwischen 2800 und 3000 Hz genau bestimmt werden können. Während im Bereich der Bandgrenzen höhere Dämpfungen auftreten und deshalb empfangsseitig die entsprechenden Amplitudenwerte An*geringer sind (und somit weniger genau gemessen werden Können), liegen die im Durchlaßbereich-.auftretenden Amplitudenwerte An* wesentlich höher und können genauer bestimmt werden (größerer Rauschabstand).

Um bei den Bandgrenzen die Meßgenauigkeit zu verbessern, sind die Amplitudenwerte im Bereich dieser Bandgrenzen, also die Amplitudenwerte A1 bis A7 (100 Hz, 200 Hz... bis 700 Hz) sowie im Bereich der oberen Bandgrenze A27 bis A32 (2700 Hz, bis 3200 Hz) sendeseitig mit vergrößerten Amplitudenwerten angesetzt. Die dazwischenliegenden, sich im Durchlaßbereich befindlichen Amplitudenwerte A9 bis A26 weisen dagegen wesentlich niedrigere Amplitudenwerte auf. Infolge der größeren Amplitudenwerte A1 bis A7 und A27 bis A32 ergibt sich im Bereich der Bandgrenzen eine besonders hohe Meßgenauigkeit, weil hier trotz der größeren Dämpfung des Meßobjektes die zugehörigen empfangsseitigen Amplitudenwerte Alibis A7*und A*27 bis A*32 höher sind und sich von Rauschoder sonstigen Störeinflüssen deshalb deutlich abheben. Dagegen kommen die im Durchlaßbereich liegenden Amplitudenwerte ,also die Amplitudenwerte A*9 bis A*26 empfangsseitig mit relativ hohen Pegel an, weil hier die Dämpfung der Strecke gering ist und können deshalb trotz kleinerem Sendepegel entsprechend genau verarbeitet werden.

Die Pegelverteilung wird vorteilhaft so vorgenommen, daß empfangsseitig etwa alle Pegel A1*bis A327gTeich

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groß ankommen, d.h. die Amplitudenfunktion für die einzelnen Pegelwerte ist etwa proportional dem Dämpfungsverlauf gewählt. Es ist aber auch möglich, im Bereich der Bandgrenzen einen z.B. linearen Anstieg (hier nicht dargestellt) für die Amplitudenwerte zu wählen, d.h. ausgehend vom Durchlaßbereich nimmt der Amplitudenwert nach außen in Richtung auf dem Sperrbereich stetig bzw. in Stufen zu. Eine besondere Stellung nimmt die Bezugsfrequenz ein, die im vorliegenden Beispiel für die Dämpfung bei 800 Hz liegend vorausgesetzt ist. Auf diese Bezugsfrequenz werden sämtliche Meßergebnisse umgerechnet und es ist daher besonders vorteilhaft auch diese Bezugsfrequenz möglichst genau zu messen. Obwohl die Bezugsfrequenz eindeutig im Durchlaßbereich des angedeuteten Fernsprechkanals liegt, wird deshalb vorteilhaft auch für diese Bezugsfrequenz ein höherer Amplitudenwert Δ8 bei der Bildung (Überlagerung) des Testpulses vorgesehen. Dementsprechend ist der Amplitudenwert A8 im vorliegenden Beispiel genau so groß gewählt wie die im Filtergrenzbereich liegenden Amplitudenwerte A1 bis A7 bzw. A27 bis A32. Auch bei der Messung der Gruppenlauf zeitverzerrnn^- wird eine Referenzfrequenz gewählt, wobei günstig auch die Amplituden der Harmonischen, aus denen sich dieser Referenzwert ergibt, größer gewählt werden.

Fig. 4 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellung die Beziehungen für die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltenen Werte ψ*Λ bis ^*n und A*1 bis A*n. Die sendeseitigen Amplitudenwerte A1 bis A32 -sind mit der Anfangsphase ψ_η = 0 angenommen. In der Fig. 4 sind nur wenige dieser empfangsseitigen Amplituden- und Phasenwerte aufgezeichnet und zwar der Zeiger A*1 (für die Frequenz f1 = 100 Hz), der Zeiger A*2 (für die Frequenz 200 Hz) und der Zeiger A*9 (für die Frequenz 900 Hz). Zwischen dem Zeiger A*i und dem Zeiger A*2 besteht eine

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Phasenverschiebung ΔΑΨ*^» welche auf der Anzeigeeinrichtung DSP nach Fig. 2 dargestellt wird und welche die Phasenverzerrung als Maß der Gruppenlaufzeit im Bereich zwischen 100 Hz und 200 Hz wiedergibt. In gleieher Weise gibt Λ^*2 die Gruppenlaufzeit zwischen 200Hz und 300 Hz an usw. Ein vollständiges Zeigerdiagramm nach Fig. 4 würde somit das Gesamtergebnis am Ausgang des Computers nach Fig. 2 wiedergeben. Da in diesem Fall fn = 0 gewählt wurde, gilt f*n = Ay*n.

Bei der Auswertung ist zu beachten, daß jeweils A*1 auf A1, A*2 auf A2 und An* auf An bezogen werden muß, um zu dem gewünschten Dämpfungswert jeweils bei der Frequenz n*f zu gelangen.

Der Amplitudenwert A*9 ist etwa genau so groß wie die Amplitudenwerte A*i, A*2 usw., was dann gewährleistet ist, wenn die sendeseitige Amplitudenverteilung A1 bis Aj52 etwa proportional zum Dämpfungsverlauf nach Fig.

gewählt wird. Dadurch wird, wie bereits erwähnt, der Crest-Faktor c^ verbessert und auch die Meßgenauigkeit erhöht. Würde man z.B. A1 in Fig. 3 nur genau so groß machen wie A9 bis A26, so wäre der dann erhaltene empfangsseitige Wert A**1 (gestrichelt angedeutet) wesentlich kleiner als A*1 und somit weniger genau meßbar.

Zur Erläuterung der Verhältnisse in Bezug auf die Verbesserung des Crest-Faktors wird nachfolgend ein Zahlenbeispiel angegeben:

Normiert man die Amplitudenwerte A1 bis A8 und A27 bis A32 nach Fig. 3 mit dem Wert 1 und nimmt man an, daß die Amplitudenwerte A9 bis A26 demgegenüber nur die halbe Amplitude also 1/2 aufweisen, so ergibt sich für den sogenannten Crest-Faktor bei Überlagerung mit An-

Ο3ΟΟ2Ο/Ο/466

.. fangsphase γη » O folgende Beziehung:

U » A1+A2+...An = (8-1) + (18«J) + (6-1) =23 Der Effektivwert ü_ef>f> liegt bei

i, =/9,25'- 3,04

eff

Somit c.ist der Crest-Faktor
10

günstiger, als wenn bei sonst gleichen Bedingungen mit durchgehend gleich großen Amplituden A1 bis A32 gearbeitet würde. Dabei ergäbe sich (ebenfalls gleichphasige Überlagerung vorausgesetzt) ein Crest-Faktor c_f von

c_f - Ji, = 8

Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Speicheranordnung gen und Auswerteeinrichtungen sind als digital arbeitend beschrieben worden. Es ist aber auch möglich, dort analoge Speicher und/oder Auswerteeinrichtungen einzusetzen.

Während auf der Sendeseite nach Fig. 1 im Speicher PR zweckmäßig die Zeitfunktion des Testpulses gespeichert ist, sind auf der Empfangsseite (Fig. 2) vorteilhaft die Werte der Frequenzfunktion gespeichert, weil die dort mit dem Empfangssignal durchzuführende Fourieranalyse ebenfalls die. Werte der Frequenzfunktion liefert und somit der Vergleich besonders einfach durchzuführen ist.

13 Ansprüche
4 Figuren

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Leerseite

Claims

2843T74 Patentansprüche - /f- 78 P 6 7 3 1 8RD

1. Verfahren zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungsverzerrung und/oder der Gruppenlauf zeitverzerrung eines Meßobjektes, dem ein Testpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testpulses die Dämpfungsmessung und ggf. Gruppenlaufzeitmessung durchgeführt wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

η
ü(t) = Σ1 ^A _n*^cos (2ΐΓ·η·£·ΐ-γ_η)

wobei A_n die Amplitude und ψη die Anfangsphase jeweils einer bestimmten Frequenz n*f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent (Anmeldung P 27 24 991.8), dadurch gekennzeichnet, daß für die Messung von eine Filtercharakteristik aufweisenden Meßobjekten diejenigen Amplitudenwerte A_n, welche im Bereich der Filterflanken liegen (z.B. A1 bis A7, A27 bis A32 in Fig. 3) größer gewählt sind als diejenigen Amplitudenwerte, welche im Durchlaßbereich liegen (z.B. A9 bis A26 in Fig. 3).

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2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß bei Verwendung einer zur Berechnung der Dämpfung dienenden Bezugsfrequenz auch der dieser Frequenz zugeordnete Amplitudenwert (z.B. A8 in Fig. 3) größer gewählt wird.

3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für die Amplitudenwerte (A1 bis An) ein ungefähr dem Dämpfungsverlauf der Filtercharakteristik angenäherter Frequenzverlauf gewählt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nur zweierlei Amplitudenwerte verwendet werden, von denen der erste im Durchlaßbereich und der zweite im Bereich der Filterflanken und im Sperrbereich liegt.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Testpuls mindestens die Länge einer vollen Periodendauer der in ihm enthaltenen niederfrequentesten Einzelschwingung aufweist.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Testpulse lückenlos aneinandergereiht ausgesandt werden.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Abtastwerte eines vollständigen Testpulses in einem Speicher (PR) festgehalten werden, wobei die Abtastfrequenz mehr als doppelt so hoch gewählt ist wie die höchstfrequente im Testpuls enthaltene Einzelschwingung.

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- 3 - 78 ρ 6 7 9 1 BRD

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Abtastfrequenz (z.B. 12,8 kHz) durch Frequenzteiler (FD1 bis FD7) so weit erniedrigt wird, daß die so erhaltene niedrigste Frequenz mit der Frequenz der Einzelschwingung mit dem kleinsten Frequenzwert (z.B. 100 Hz) innerhalb des Testpulses übereinstimmt.

9. Verfahren nach den Ansprüchen 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß für das sendeseitige Auslesen der Abtastwerte aus dem Speicher (PR) einerseits bzw. für die Abtastung des analogen Empfangssignals auf der Empfangsseite die gleiche Abtastfrequenz (z.B. 12.8 kHz) verwendet wird.

10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß sendeseitig ein Speicher (PR) vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlieh aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten (A1 bis An) gebildeten Testpuls enthält, die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig ein Speicher (PST) vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind, und daß eine Schaltung (ADC) für die Abtastung des empfangenen Testpulses vorgesehen ist.

11. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichn e t , daß der sendeseitige Speicher (PR) als Digitalspeicher ausgebildet ist und einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (DAC) aufweist, dem ein Tiefpaßfilter (LP) nachgeschaltet ist.

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12. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet , daß empfangsseitig eine Regelschaltung (GR, SW, AM2, AT) vorgesehen ist, welche die Maximalamplitude der Empfangssignale auf einem einheitlichen Pegel hält.

13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet , daß sendeseitig (Fig. 1) die Zeitfunktion des Testpulses und empfangsseitig (Fig. 2) die Werte der Frequenzfunktion gespeichert sind.

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