DE69831715T2

DE69831715T2 - Anwendung von frequenzwobblung in einer zu testenden anordnung

Info

Publication number: DE69831715T2
Application number: DE69831715T
Authority: DE
Inventors: Taco Zwemstra; Petrus Gerardus SEUREN; Theodor Marc LOOIJER; Josephus Augustus JANSSEN
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1997-05-15
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2018-04-15
Also published as: US6097194A; EP0917765B1; JP2001502432A; KR20000023775A; EP0917765A2; WO1998052286A3; TW382656B; WO1998052286A2; JP4279356B2; DE69831715D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Erhalten von Übertragungscharakteristiken einer zu testenden Anordnung ("device under test") (DUT) als eine Funktion der Frequenz, wobei dieses Verfahren die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst:

(1) das Zuführen eines sinusförmigen Signals x₁[n] mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz zu einem Eingang der zu testenden Anordnung (DUT), wobei n einen Zeitindex bezeichnet;
(2) das Messen eines Reaktionssignals y₁[n] an einem Ausgang der zu testenden Anordnung (DUT).

Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Anordnung zum Erhalten von Übertragungscharakteristiken einer DUT als eine Funktion der Frequenz.
Ein Verfahren der eingangs beschriebenen Art ist an sich aus dem Artikel: "DSP synthesized signal source for analog testing Stimulus and new test method" von H. Kitayoshi u.a. in "International Test Conference 1985" "Proceedings, IEEE Computer Society Press", November 1985 bekannt. Bei dem bekannten Verfahren wird ein Eingangssignal in Form eines sinusförmigen Signals (auch als gewobbelte Sinuswelle bezeichnet) einer analogen DUT zugeführt und es wird ein Reaktionssignal der DUT gemessen. Daraufhin wird eine Übertragungsfunktion der DUT mit Hilfe einer Frequenzdomänenanalyse des Eingangssignals und des Reaktionssignals geschätzt. Für die Konstruktion des Eingangssignals und der Nachbearbeitung wird ein digitaler Signalprozessor (DSP) verwendet.
DSPen bieten viele Möglichkeiten in Bezug auf die Erzeugung von Eingangsstimuli und der Nachbearbeitung der erhaltenen Reaktionssignale. Selbstverständlich sind, wenn die DUT einen analogen Eingang und/oder einen analogen Ausgang hat, wie beispielsweise bei einem analogen Filter oder einem Digital-Analog-Wandler (DAC), separate DAC und/oder Analog-Digital-Wandler (ADC) in einer Testumgebung erforderlich, worin das Verfahren angewandt wird, damit man imstande ist, einen DSP zur Signalerzeugung und/oder Nachbearbeitung zu verwenden. Um Klarheit des Textes beizubehalten werden nachstehend nur digitale Signale beschrieben, die zugeführt und von der DUT erhalten werden, während es stillschweigen einleuchten dürfte, dass nötigenfalls geeignete Umwandlungen zur Prozesskopplung mit der DUT stattfindet.
Ein Sinushub ist ein sinusförmiges Signal mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz. Sinushübe haben den Vorteil gegenüber anderen Eingangsstimuli, wie Mehrtonsignale, dass sie nicht nur einen niedrigen Scheitelfaktor haben, sondern auch robust sind gegenüber nicht linearen Phasenänderungen und auf einfache Art und Weise angepasst werden können um einen bestimmten interessanten Frequenzbereich zu decken.
Eine Bedingung des bekannten Verfahrens ist, dass eine Fourier-Transformation an dem Eingangssignal und an dem Reaktionssignal durchgeführt werden soll. Fourier-Transformationen sind zeitaufwendig und belasten die Mittel des Testsystems.
Es ist nun u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, das sich nicht auf Fourier-Transformationen stützt. Dazu schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren der eingangs beschriebenen Art, mit dem Kennzeichen, dass das Verfahren weiterhin die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst:

(3) das Zuführen eines sinusförmigen Signals x₂[n] zu einem Eingang der zu testenden Anordnung (DUT),
(4) das Messen eines Reaktionssignals y₂[n] an dem Ausgang der zu testenden Anordnung (DUT).

Der Kosinushub x₁[n] ist hier als ein bestimmter Sinushub definiert, der zu dem Sinushub x₂[n] orthogonal ist, was bedeutet, dass für jede n, x₁[n] und x₂[n] mit wenigstens etwa derselben augenblicklichen Frequenz assoziiert sind, während die Phasendifferenz π/2 ist. Auf diese Art und Weise wird ein komplexes Eingangssignal der Form e^j2πφ[n] mit einer Phasenfunktion φ[n] emuliert, und eine komplexe Reaktion der DUT wird gemessen. Unter Verwendung dieser Terminologie bilden x₁[n] und y₁[n] den imaginären Teil des komplexen Eingangssignals bzw. des komplexen Reaktionssignals, und x₂[n] und y₂[n] bilden den reellen Teil des komplexen Eingangssignals bzw. des komplexen Reaktionssignals. Während der Hübe wird eine augenblickliche Frequenz des Eingangssignals, definiert als eine Zeitableitung φ'[n] des Phasenfunktion φ[n] variiert, damit ein interessanter Frequenzbereich gedeckt wird.
Ein derartiges Eingangssignal ermöglicht es, dass frequenzabhängige Übertragungscharakteristiken der DUT bestimmt werden, ohne dass Fourier-Transformationen bestimmt werden, wie nachstehend erläutert wird. Größen- und Phaseninformation des komplexen Eingangs- und Reaktionssignals bei einer bestimmten Frequenz sind aus durch aus bekannten Formeln leicht verfügbar. Diese Formeln beziehen sich auf die Größe M und die Phase F einer komplexen Menge C des reellen Teils Re(C) und des imaginären Teils Im(C) der komplexen Menge C auf die nachfolgende Art und Weise: M = √Re²(C) + Im ²(C) und F = arctan(Im(C)/Re(C)).
Weiterhin kann die genannte Größen- und Phaseninformation über eine bekannte Zeitabhängigkeit der augenblicklichen Frequenz des Eingangssignals φ'[n] auf eine bestimmte Frequenz bezogen werden. Auf diese Weise können die Größe und die Phase des Eingangs- und Reaktionssignals ohne Fourier-Transformation erhalten werden, wodurch frequenzabhängige Übertragungscharakteristiken in Bezug auf diese Entitäten auf eine einfache Art und Weise ermittelt werden können.
Ein weiterer Vorteil des Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung ist, dass Testzeit für eine höhere Testgenauigkeit aufgeopfert werden kann und umgekehrt. Das Verfahren führt inhärent zu genaueren Ergebnissen, wenn die augenblickliche Frequenzfunktion φ'[n] des Hubs weniger schnell variiert. Ein Hub mit einer langsam variierenden augenblicklichen Frequenz ist zu einem bestimmten Zeitpunkt eine bessere Annäherung einer Sinuswelle mit nur einer Frequenz, als ein Hub mit schnell variierender augenblicklicher Frequenz. Auf ähnliche Art und Weise ist es mit dem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung möglich, auf bestimmte wichtigere Frequenzbereiche einzublenden, beispielsweise für ein Filter um eine Grenzfrequenz herum, und zwar dadurch, dass die augenblickliche Frequenz φ'[n] in diesen Frequenzbereichen weniger schnell geändert wird als in den restlichen Frequenzbereichen.
Die Maßnahme, wie in Anspruch 2 definiert, hat den Vorteil, dass ein sehr einfaches Verfahren geschaffen wird zum Schätzen einer Größe und einer Phase einer Übertragungsfunktion der DUT, das auf einfache Weise mit einem DSP oder einem anderen digitalen Signalverarbeitungsmittel implementiert werden kann. Übertragungsfunktionen sind wichtige Größen in der Charakterisierung von linearen, zeitinvarianten Systemen.
Die Maßnahme, wie in Anspruch 3 definiert, hat den Vorteil, dass ein sehr einfaches Verfahren geschaffen wird zum Schätzen von Rausch- und Verzerrungsspezifikationen des zu testenden Wandlers, das auf einfache Weise mit einem DSP oder einem anderen digitalen Signalverarbeitungsmittel implementiert werden kann.
Eine Anordnung zum Schätzen von Übertragungscharakteristiken einer Anordnung nach der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass die Anordnung die nachfolgenden Elemente umfasst:

(1) einen Wellenformgenerator, vorgesehen um einem Eingang der zu testenden Anordnung (DUT) mit einer Verknüpfung eines Sinushubs und eines Kosinushubs zu versehen,
(2) ein Digitalsignal-Verarbeitungsmittel, vorgesehen zum Analysieren eines Antwortsignals zu der zu testenden Anordnung (DUT).

Eine Ausführungsform davon ist eine IC, die nach der vorliegenden Erfindung dadurch gekennzeichnet ist, dass

(1) die IC eine Steuerschaltung aufweist um in der Testmode den Wellenformgenerator und die Digitalsignalverarbeitungsmittel zu steuern,
(2) der Wellenformgenerator dazu vorgesehen ist, in der Testmode einen Eingang der Subschaltung mit einer Verknüpfung eines Sinushubs und eines Kosinushubs zu versehen,
(3) die Digitalsignalverarbeitungsmittel vorgesehen sind um in der Testmode ein Reaktionssignal der Subschaltung zu analysieren.

Diese sog. "Built-In Self Test" (BIST) Lösung hat den Vorteil, dass die Testumgebung weniger mit dem wirklichen Testen beschäftigt ist, da Elemente verwendet werden, die in der IC selber vorhanden sind. Die erforderlichen Elemente zum testen befinden sich entweder in der IC zum Bilden einer Funktion der IC in der normalen Mode, oder sie sind nur für Testzwecke in der IC.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung zum Schätzen einer Übertragungsfunktion einer DUT,
2 ein Eingangssignal, wie dies in der Ausführungsform nach 1 verwendet wird,
3 ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung zum Schätzen von Rausch- und Verzerrungsspezifikationen eines Wandlers,
4 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Anordnung nach der vorliegenden Erfindung,
5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer IC nach der vorliegenden Erfindung.
1 ist ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung zum Schätzen einer Übertragungsfunktion einer DUT. In einem ersten Schritt 102 wird einem Eingang der DUT ein Kosinushub x₂[n] zugeführt. Der Hub besteht aus einem Kosinus einer Funktion 2πφ[n], die wie n² variiert, so dass die augenblickliche Frequenz φ'[n] des Kosinushubs wie n variiert. In einem zweiten Schritt 104, der mit dem Schritt 102 zusammenfällt, wird ein Reaktionssignal y₂[n], das an einem Ausgang der DUT als Ergebnis des Kosinushubs erscheint, gemessen.
In einem dritten Schritt 106 wird einem Eingang einer DUT ein Sinushub x₁[n] zugeführt. Vergleichbar mit dem Kosinushub besteht der Sinushub aus einer Sinuswelle der Funktion 2πφ[n]. In einem vierten Schritt 108, der mit dem Schritt 106 zusammenfällt, wird ein Reaktionssignal y₁[n], das an dem Ausgang der DUT als Ergebnis des Sinushubs erscheint, gemessen.
Je Hub werden N Abtastwerte mit einer Abtastfrequenz F_s genommen, während die Startfrequenz F_b ist und die Stoppfrequenz Fe ist. Dies wird dadurch verwirklicht, dass
genommen wird, woraus die augenblickliche Frequenz folgt:
Andere (beispielsweise nicht quadratische) Funktionen φ[n] sind möglich. Wenn die DUT in einer Audio-Signalverabeitung verwickelt ist, könnte F_s 44,1 kHz sein und F_b und F_e 0,02 bzw. 0,48 mal F_s. Wenn mehr Abtastwerte N je Hub genommen werden und wenn die Abtastfrequenz F_s gleich gehalten wird, kann zum Preis einer längeren Testdauer eine größere Genauigkeit erzielt werden.
Die Eingangssignale und die Reaktionssignale bilden ein komplexes Eingangssignal bzw. ein komplexes Reaktionssignal. Dazu sind die zwei bildenden Teile des komplexen Eingangssignals zueinander orthogonal, was bedeutet, dass sie für jedes n mit derselben augenblicklichen Frequenz assoziiert sind, während deren Phasendifferenz π/2 ist. Um diese Orthogonalität zu gewährleisten ist zwischen dem Zeitpunkt des Starts der Hübe und dem Start des Abtastprozesses eine genaue Zeitbeziehung erforderlich. Eine alternative Art und Weise zum Verwirklichen desselben Ziels ist die Verwendung eines einzigen Eingangssignals mit einer Verknüpfung des Kosinushubs und des Sinushubs, wobei jeder Hub eine Dauer hat entsprechend einer ganzen Zahl Abtastintervalle, wobei ein Abtastintervall der Betrag an Zeit zwischen zwei Abtastzeitpunkten ist.
Die angegebenen Reihenfolge der zugeführten Signale ist nicht wesentlich. Deswegen ist es auch möglich, den Schritt 102 der Zuführung eines Kosinushubs x₂[n] und den Schritt 104 der Messung eines Reaktionssignals y₂[n] nach dem Schritt 106 der Zuführung eines Sinushubs x₁[n] und dem Schritt 108 der Messung eines Reaktionssignals y₁[n] durchzuführen.
Zum Schluss werden mit Hilfe der gemessenen Reaktionssignale eine Amplitude A[n] und eine Phase φ[n] der Übertragungsfunktion zwischen dem Eingang und dem Ausgang der DUT in dem Schritt 110 bzw. 112 berechnet. Im Hinblick auf das komplexe Eingangssignal mit den reellen und imaginären Teilen x₂[n] und x₁[n] ist die augenblickliche Größe dieses Signals
und die augenblickliche Phase dieses Signals ist arctan(x₁[n]/x₂[n]). Die Größe und die Phase des komplexen Reaktionssignals mit y₁[n] und y₂[n] als Bestandteile, können auf analoge Weise erhalten werden. Die Größe der Übertragungsfunktion wird als das Verhältnis der Größe des Reaktionssignals zu dem Eingangssignal definiert. Die Phase der Übertragungsfunktion ist als die Phasendifferenz zwischen dem Reaktionssignal und dem Eingangssignal definiert. Die beiden Größen sind eine Funktion der augenblicklichen Frequenz φ'[n]. Deswegen können in den Schritten 110, 112 der Berechnung die frequenzabhängige Amplitude A(φ'[n]) und Phase φ(φ'[n]) der Übertragungsfunktion zwischen dem Eingang und dem Ausgang der DUT, die nachfolgenden Formeln verwendet werden:
Diese Formeln definieren zwei Kurven, wobei jede Kurve eine Folge von N Abtastwerten enthält.
2 zeigt ein Eingangssignal, das in der ersten Ausführungsform verwendet wird. Der Kosinushub 202 und der Sinushub 204 sind verknüpft. Auf alternative Weise gehen dem Kosinushub 202 und dem Sinushub 204 stationäre Zyklen 206, 208 vorher. Dies geschieht, damit Übergänge verschwinden bevor die betreffenden Messungen starten. Ein anderer Zweck dieser stationärer Zyklen 206, 208 könnte sein, dass sie zum Schätzen des DC-Anteils in den Reaktionssignalen verwendet werden. Durch Subtrahierung des berech neten DC-Anteils von den erhaltenen Reaktionssignalen vor der Anwendung der Formeln der vorhergehenden Abschnitte darauf, kann eine genauere Schätzung der Größen- und Phasenübertragung der DUT erreicht werden.
3 ist ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung zum Schätzen von Rausch- und Verzerrungsspezifikationen eines Wandlers. Der Wandler kann eine DAC oder ein ADC sein. In dem Schritt 302 wird dem zu testenden Wandler ein komplexes Eingangssignal, wie das aus 2, zugeführt und es wird ein aktuelles Reaktionssignal des Wandlers gemessen. In dem Schritt 304 wird für jedes n in der in den oben stehenden Abschnitten in Bezug auf 1 beschriebenen Art und Weise eine Amplitude und eine Phase des Reaktionssignals bestimmt. Die bestimmte Amplitude und Phase des Reaktionssignals werden auf HF-Störung, verursacht durch jegliche Rauschwerte und Nichtlinearitäten des Wandlers, korrigiert. Dies geschieht dadurch, dass ein Polynom niedriger Ordnung (beispielsweise der 10. Ordnung) auf die ermittelte Amplitude und Phase des Reaktionssignals angepasst wird.
In dem Schritt 306 wird auf Basis der auf diese Weise erhaltenen Amplitude und Phase des aktuellen Reaktionssignals ein synthetisiertes Reaktionssignal konstruiert. Dieses synthetisierte Reaktionssignal hat dieselbe Amplituden- und Phasencharakteristik des aktuellen Reaktionssignals aber frei von Rauschwerten, Verzerrung und etwaigem eingeführtem Offset, da es in der digitalen Domäne konstruiert wird. Es reicht, entweder den reellen Teil oder den imaginären Teil des synthetisierten Reaktionssignals zu konstruieren. Das betreffende aktuelle Reaktionssignal und das synthetisierte Reaktionssignal werden in dem Schritt 308 voneinander subtrahiert, was zu einem Fehlersignal führt. Das Fehlersignal enthält Information über die Rausch- und Verzerrungsspezifikationen des zu testenden Wandlers.
Aus dem Fehlersignal wird in dem Schritt 310 ein Offset geschätzt und subtrahiert. Dies wird dadurch bewerkstelligt, dass für jedes n ein Mittelwert des Fehlersignals in einem schmalen Fenster von 15 Abtastwerten um n herum berechnet wird und eine Offsetkurve, die ein Polynom niedriger Ordnung (beispielsweise 10. Ordnung) ist, an die berechneten Mittelwerte angepasst wird. Dieses letztere geschieht zum Unterdrücken von HF-Störungen der berechneten Mittelwerte und basiert auf der Voraussetzung, dass der Offset nur langsam mit der Frequenz variiert. Danach wird die Offsetkurve von dem Fehlersignal subtrahiert, damit ein wahres AC-Fehlersignal erhalten wird. Die Offsetkurve wird verfügbar gemacht, damit weitere Spezifikationen des zu testenden Wandlers geschaffen werden.
In dem Schritt 312 wird die Leistung P_nd[n] des Fehlersignals berechnet, entsprechend der Leistung von Rauschwerten und Verzerrung des aktuellen Reaktionssignals. Im Allgemeinen wird die Leistung P_z eines Diskretzeitsignals z als der Effektivwert des Signals definiert:
wobei die Berechnung sich über alle Abtastwerte des Signals erstreckt. Für diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aber sollen wird diese Definition in einem schmalen Fenster von sagen wir 11 Abtastwerten anwenden, da sonst die Frequenzinformation verloren gehen würde. Das ziemlich schmale Fenster führt zu einer fehlerhaften P_nd[n]-Kurve, die auch hier durch Anpassung eines Polynoms niedriger Ordnung an die Kurve verbessert wird.
In dem Schritt 314 wird die Leistung P_r[n] des Reaktionssignals berechnet. Die Leistung einer Sinuswelle wird als das Quadrat der Größe definiert. Für das hubartige Reaktionssignal können wir die geschätzte Größe des Reaktionssignals verwenden, wie dies in dem Schritt 304 erhalten worden ist. Zum Schluss wird in dem Schritt 316 das Verhältnis von P_r[n] zu P_nd[n] für jedes n berechnet. Das Verhältnis zwischen der Signalleistung und der Rausch- und Verzerrungsleistung ist als die Zahl des Störabstandes plus Verzerrung (SINAD) bekannt. Mit der bekannten Zeitabhängigkeit der augenblicklichen Frequenz des zugeführten Eingangssignals wird eine SINAD-Kurve über den betreffenden Frequenzbereich erhalten.
Auf alternative Weise könnten in dem Schritt 304 eine Größe und eine Phase einer Übertragungsfunktion des Wandlers berechnet werden. Dadurch, dass diese Quantitäten verfügbar gemacht werden, werden weitere Spezifikationen des zu testenden Wandlers erhalten. Das synthetisierte Reaktionssignal könnte dann mit Hilfe dieser Quantitäten erhalten werden, wobei dann das Eingangssignal berücksichtigt wird.
4 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung. Es ist geeignet zum Implementieren der beiden oben beschriebenen Verfahren. Ein Digitalwellenformgenerator 404 ist vorgesehen zum Erzeugen eines komplexen Eingangssignals, wie das aus 2. Ein Digitalsignalverarbeitungsmittel 406 ist zur Nachbe arbeitung vorgesehen. Der Digitalwellenformgenerator 404, das Digitalsignalverarbeitungsmittel 406 und, eventuell die DUT selber werden von einer Steuereinheit 408 zum Auslösen, Synchronisieren und Triggern mehrerer Ereignisse während des Tests gesteuert. Eine DUT 402 kann verschiedenartig mit der Anordnung verbunden werden. Ein DAC 410 und ein ADC 412 sind in der Anordnung derart vorgesehen, dass nebst einem digitalen Testeingang 420 und einem digitalen Testausgang 416 ein analoger Testeingang 418 und ein analoger Testausgang 414 vorgesehen sind. In 4 ist vorausgesetzt, dass die DUT 402 einen analogen Eingang und einen analogen Ausgang (beispielsweise einen ADC) hat. Dazu werden der Testausgang 414 und der Testeingang 420 verwendet.
In dem vorliegenden Fall wird vorausgesetzt, dass der Digitalwellenformgenerator 404 und das Digitalsignalverarbeitungsmittel 406 unabhängige digitale Elemente sind, beispielsweise DSPen. Auf alternative Weise sind der Digitalwellenformgenerator 404 und der DAC 410 in einem speziellen Wellenformgenerator integriert. Weitere alternative Ausführungsformen sind möglich, beispielsweise eine Anordnung, worin die Wellenformerzeugung und die Nachbearbeitung von einem einzigen DSP erledigt wird. Das Blockschaltbild nach 4 schafft nur eine Beispielsanordnung entsprechend einer logischen Trennung der erforderlichen funktionellen Elemente.
5 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer IC nach der vorliegenden Erfindung. Im Wesentlichen enthält sie eine BIST Implementierung der Anordnung nach 4 zum Testen einer oder mehrerer Subschaltungen der IC selber. Es wird vorausgesetzt, dass ein Digitalwellenformgenerator 504 und ein Digitalsignalverarbeitungsmittel 506 in der IC vorhanden sind zum Durchführen einer Funktion in einer normalen Mode der IC. Eine Steuerschaltung 508 ist dazu vorgesehen, um während einer Testmode die Schaltungsanordnung zu steuern und, erforderlichenfalls zum Testen, weitere Elemente auf der IC zu steuern.
Während der Testmode sind der Digitalwellenformgenerator 504 und das Digitalsignalverarbeitungsmittel 506 mit der Subschaltung verbunden, wobei diese letztere einen Test erfährt, und zwar entsprechend einem der oben beschriebenen Verfahren unter Ansteuerung der Steuerschaltung 508. Wenn es mehrere analog zu testende Subschaltungen in der IC gibt, könnten der Digitalwellenformgenerator 504 und das Digitalsignalverarbeitungsmittel 506 in Kombination mit der Steuerschaltung 508 auch zum Testen verwendet werden.

Claims

Verfahren zum Erhalten von Übertragungscharakteristiken einer zu testenden Anordnung (402) als eine Funktion der Frequenz, wobei dieses Verfahren die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst: (1) das Zuführen eines sinusförmigen Signals x₁[n] mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz zu einem Eingang der zu testenden Anordnung (402), wobei n einen Zeitindex bezeichnet; (2) das Messen eines Reaktionssignals y₁[n] auf das sinusförmige Signal x₁[n] an einem Ausgang der zu testenden Anordnung (402); dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren weiterhin die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst: (3) das Zuführen eines sinusförmigen Signals x₂[n] mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz zu einem Eingang der zu testenden Anordnung (402), wobei das sinusförmige Signal x₂[n] eine Phasendifferenz von π/2 gegenüber dem sinusförmigen Signal x₁[n] hat, wobei die augenblickliche Frequenz des sinusförmigen Signals x₁[n] der augenblicklichen Frequenz des sinusförmigen Signals x₂[n] wenigstens nahezu entspricht; und (4) das Messen eines Reaktionssignals y₂[n] auf das sinusförmige Signal x₂[n] an dem Ausgang der zu testenden Anordnung (402).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren weiterhin den nachfolgenden Verfahrensschritt umfasst: (5) das Schätzen einer Größe A[n] und einer Phase φ[n] eine Übertragungsfunktion zwischen dem Ausgang und dem Eingang der zu testenden Anordnung (402) mit Hilfe der nachfolgenden Formeln:
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zu testende Anordnung (402) ein Wandler (412, 410) ist zur Umwandlung von Signalen zwischen einer analogen und einer digitalen Domäne, und dass das Verfahren weiterhin die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst: (5) das Erzeugen eines synthetisierten Antwortsignals y[n] entsprechend einem der sinusförmigen Signale x₁[n] und x₂[n], wobei das synthetisierte Antwortsignal y[n] eine Größe A_y[n] und eine relative Phase φ[n] hat, die mit Hilfe der nachfolgenden Formeln hergeleitet werden:
(6) das Erzeugen eines Fehlersignals e[n] durch Subtraktion des synthetisierten Antwortsignals y[n] und des betreffenden Signals der Antwortsignals y₁[n] und y₂[n] voneinander; und (7) das Schätzen von Rausch- und Verzerrungsspezifikationen des Wandlers (412, 410) auf Basis des Fehlersignals e[n].
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Analysierungsschritt ein Leistungsspektrum des Fehlersignals e[n] erhalten wird, und zwar durch Mittelung der Quadrate e²[n] in einem Schiebefenster.
Anordnung zum Erhalten on Übertragungscharakteristiken einer zu testenden Anordnung (402) als eine Funktion der Frequenz, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung Folgendes umfasst: – einen Wellenformgenerator, vorgesehen um einem Eingang der zu testenden Anordnung (402) mit einem sinusförmigen Signal x₁[n] mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz zu versehen wonach ein sinusförmiges Signal x₂[n] mit einer variierenden augenblicklichen Frequenz folgt, wobei das sinusförmige Signal x₂[n] gegenüber dem sinusförmigen Signal x₁[n] eine Phasendifferenz von π/2 hat, wobei die augenblickliche Frequenz des sinusförmigen Signals x₁[n] der augenblicklichen Frequenz des sinusförmigen Signals x₂[n] wenigstens ungefähr entspricht, und – ein Digitalsignal-Verarbeitungsmittel, vorgesehen zum Analysieren eines Antwortsignals zu den genannten sinusförmigen Signalen x₁[n] und x₂[n] der zu testenden Anordnung (402).
Anordnung nach Anspruch 5, wobei die zu testende Anordnung (402) ein Wandler (412, 410) ist zur Umwandlung von Signalen zwischen einer analogen und einer digitalen Domäne, wobei die Anordnung dadurch gekennzeichnet ist, dass das Digitalsignal-Verarbeitungsmittel (406) vorgesehen ist zum: (1) Erzeugen eines Fehlersignals, das eine Differenz zwischen einem synthetisierten Antwortsignal und einem wirklichen Antwortsignal ist, (2) Analysieren von Rausch- und Verzerrungsspezifikationen des Wandlers (412, 410) auf Basis des Fehlersignals.