KR20000023775A - 전달 특성을 얻는 방법, 전달 특성을 얻는 장치 및 회로 장치 - Google Patents

전달 특성을 얻는 방법, 전달 특성을 얻는 장치 및 회로 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 검사 중인 장치(DUT)의 전달 특성을 얻기 위한 시간 도메인 방법에 관한 것이다. 상기 방법은 상기 DUT의 입력에 사인 스위프 및 코사인 스위프를 제공하는 단계와, 상기 DUT 의 출력에서 응답 신호를 측정하는 단계를 포함한다. 사인 스위프와 코사인 스위프는 모두 복소수 입력 신호로 구성됨에 따라, 각각의 순서에서 특정 주파수와 연관된다. 유사하게, 각각의 응답 신호들은 서로 복소수 응답 신호로 구성된다. 두 복소수 신호의 크기 및 위상이 계산된 다음에, 상기 DUT의 전달 특성은 입력 신호와 응답 신호의 크기 비율 및 위상 차에 따른다. 본 발명은 또한 DUT 의 전달 특성을 검사하는 장치 및 상기 장치에 포함된 서브 회로를 검사하는데 필요한 소자를 포함하는 집적 회로에 관한 것이다.

Description

전달 특성을 얻는 방법, 전달 특성을 얻는 장치 및 회로 장치{swept frequency device test}
서두에서 설명한 방법은 IEEE Computer Society Press가 1985년 11월에 International Test Conference 1985 Proceedings에 발간한 H. Kitayoshi 등이 발표한 제목이 "DSP synthesized signal source for testing stimulus and new test method" 인 논문에 공지되어 있다. 상기 공지된 방법에서, 사인 스위프(sine sweep)(또는 '스웹트 사인(swept sine)' 또는 '주파수-스웹트 사인파(frequency-swept sinewave)')가 아날로그 DUT 에 제공되어 DUT 의 응답 신호가 측정된다. 계속해서, 상기 입력 신호 및 응답 신호의 주파수 도메인을 해석하여 DUT의 전달 함수가 추정된다. 상기 입력 신호의 구성 및 후 처리(postprocessing)를 위해 디지털 신호 처리기를 사용한다.
DPS 는 입력 자극(input stimuli)의 발생 및 그에 따라 얻어진 응답 신호의 후 처리와 관련해서 다양한 가능성을 제공한다. 물론, 아날로그 필터나 디지털/아날로그 변환기(DAC)를 구비하는 예로서, 상기 DUT가 아날로그 입력 및/또는 아날로그 출력을 구비한다면, 신호 발생 및/또는 후 처리를 위해 DSP를 사용할 수 있도록 하기 위해 상기 방법이 적용되는 검사 환경에서 별도의 DACs 및/또는 아날로그/디지털 변환기(ADCs)가 필요하게 된다. 설명을 명확하게 하기 위해, 상기 DUT 에 인가되어 얻어진 디지털 신호만을 설명하겠지만, 필요하다면, 상기 DUT와의 인터페이스를 위한 적절한 변환이 일어난다는 것을 이해해야 한다.
사인 스위프는 가변 순간 주파수의 정현파 신호이다. 사인 스위프는 멀티-톤 신호(multi-tone signals)와 같은 다른 입력 자극들에 비해서, 파고율(crest factor)이 낮은 뿐만 아니라 부가해서 비-선형 위상 변화에 대해 강하기 때문에 관심 있는 특정한 주파수 범위를 커버하기 위해 용이하게 적응될 수 있다는 이점이 있다.
공지된 방법의 필요 조건(prerequisite)은 입력 신호 및 응답 신호에 푸리에 변환을 적용해야만 한다는 것이다. 푸리에 변환은 시간이 걸리며, 검사 시스템 자원에 부담을 준다.
본 발명은 검사 중인 장치(DUT)의 전달 특성을 주파수 함수로서 얻는 방법에 관한 것이며, 상기 방법은,
(1) 상기 DUT의 입력에 사인 스위프 x1[n]를 인가하는 단계로서, 상기 n는 시간 인덱스를 나타내는 상기 제공 단계; 및
상기 DUT의 출력에서 응답 신호 y1[n]을 측정하는 단계;
를 포함한다.
본 발명은 또한 DUT 의 전달 특성을 주파수 함수로서 얻는 장치에 관한 것이다. 본 발명은 또한 파형 발생기, 디지털 신호 처리 수단 및 검사될 전달 특성을 갖는 서브 회로를 포함하는 집적 회로(IC)에 관한 것이다.
본 발명의 목적은 특히 푸리에 변환에 의존하지 않는, 서두에서 언급한 바와 같은 방법을 제공하는 것이다. 이 목적을 위해, 본 발명은
(3) 상기 DUT의 입력에 코사인 스위프 x2[n]를 인가하는 단계; 및
(4) 상기 DUT의 출력에서 응답 신호 y2[n]을 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 서두에서 언급한 바와 같은 방법을 제공한다. 상기 코사인 스위프 x1[n]는 여기서 상기 사인 스위프 x2[n]에 대해 직각인 특정한 사인 스위프로서 정의되며, 상기 특정한 사인 스위프란 각각의 n에 대해서, x1[n] 및 x2[n]이 적어도 근사적으로 동일한 순간 주파수에 관련되어 있고, 이들의 위상 차는 π/2 임을 의미한다. 이 방법에서, 위상 함수 ψ[n]을 갖는 형태 ej2πψ[n]의 복소수 입력 신호를 에뮬레이트하여 상기 DUT의 복소수 응답을 추정한다. 이 용어를 사용하면, x1[n] 및 y1[n]를 복소수 입력 신호와 복소수 응답 신호의 허수부에 각각 대응시키고 x2[n] 및 y2[n]를 상기 복소수 입력 신호와 복소수 응답 신호의 실수부에 각각 대응시킨다. 상기 스위프 동안, 상기 입력 신호의 순간 주파수는 상기 위상 함수 ψ[n]의 시간 도함수 ψ'[n]으로서 정의되고, 관심 있는 주파수 범위를 커버하도록 변할수 있다.
그러한 종류의 입력 신호에 의해 다음에서 설명되는 바와 같이 푸리에 변환을 이용하지 않고서도 상기 DUT의 주파수-종속 전달 특성이 결정될 수 있다. 특정한 주파수에서의 복소수 입력 및 응답 신호의 크기 및 위상 정보는 공지된 공식으로부터 용이하게 이용할 수 있다. 이들 공식들은 다음 식및 F = arctan(Im(C)/Re(C))에서 복소 량 C의 크기 M 및 위상 F 을 상기 복소 량(quantities) C의 실수부 Re(C) 및 허수부 Im(C)에 관련시킨다. 또한, 크기 및 위상 정보는 상기 입력 신호 ψ'[n]의 순간 주파수의 공지된 시간 종속(time dependence)에 의해 특정한 주파수에 관련될 수 있다. 그래서, 입력 및 응답 신호의 크기 및 위상은 푸리에 변환 없이도 얻어질 수 있어서 이들 실체(entities)와 관련된 주파수-종속 전달 특성을 간단한 방식으로 결정될 수 있도록 한다.
본 발명에 따른 방법의 다른 이점은 검사 시간이 검사 정밀성을 보다 높이기 위해 더 걸릴 수 있으며, 그 반대도 될 수 있다는 점이다. 상기 방법은 상기 스위프의 순간 주파수 함수 φ'[n]가 보다 덜 빠르게 변한다면 보다 정밀한 결과를 얻을 수 있다. 몇몇 예에 있어서는, 천천히 변하는 순간 주파수의 스위프가 빠르게 변하는 순간 주파수의 스위프 보다 단일 주파수 사인파의 보다 양호한 근사치가 된다. 유사한 방법으로, 본 발명에 따른 방법에 있어서, 예를 들어 차단 주파수 부근의 필터에서, 보다 관심의 특정 주파수 범위에 있는 순간 주파수 φ'[n]을 나머지 주파수 범위에서보다 다소 느리게 변화시킴으로써, 보다 관심 있는 특정한 주파수 범위를 확대하는 것이 가능하다.
청구항 2 에 정의된 바와 같은 방법은 상기 DUT의 전달 함수의 크기 및 위상을 추정하기 위해 보다 간단한 방법이 제공되며, 그 방법은 DSP 또는 다른 디지털 신호 처리 수단으로 용이하게 구현될 수 있다는 이점을 갖는다. 전달 함수는 선형, 시-불변 시스템(linear, time-invariant system)의 특성에서 중요한 양이다.
청구항 3에 정의된 바와 같은 방법은 검사 중에 상기 변환기의 노이즈 및 왜곡을 상세하게 추정하기 위한 매우 간단한 방법이 제공되며, 그 방법은 DSP 또는 다른 디지털 신호 처리 수단으로 용이하게 구현될 수 있다는 이점을 갖는다.
본 발명에 따른 장치의 전달 특성을 추정하는 장치는,
(1) 상기 DUT의 입력에 사인 스위프 및 코사인 스위프를 연쇄적으로 제공하도록 배치된 파형 발생기; 및
(2) 상기 DUT의 응답 신호를 해석하기 위해 배치된 디지털 신호 처리 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 IC는,
(1) 상기 IC는 검사 모드에서 상기 파형 발생기와 상기 디지털 신호 처리 수단을 제어하는 제어 회로를 포함하며;
(2) 상기 파형 발생기는 검사 모드에서 상기 서브 회로의 입력에 사인 스위프와 코사인 스위프를 연쇄적으로 제공하도록 배열되며;
(3) 상기 디지털 신호 처리 수단은 검사 모드에서 상기 서브 회로의 응답 신호를 해석하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
이 소위 내장형 자기 검사(Built-In Self Test)(BIST) 솔루션은 상기 IC 자체에 제공된 소자들을 사용하기 때문에 실제의 검사에 있어서는 검사 환경이 보다 간단하다. 검사에 필요한 소자들은 상기 IC의 몇가지 기능을 정상 모드에 적용하기 위한 상기 IC에 포함되거나 검사 목적을 위해서만 상기 IC에 포함되기도 한다.
본 발명을 첨부된 도면을 참조해서 예를 들어 아래에 더 설명한다.
도 1은 DUT의 전달 특성을 추정하는 본 발명에 따른 방법 실시예에 대한 흐름도.
도 2는 도 1의 실시예에서 사용된 입력 신호 도시도.
도 3은 변환기의 노이즈와 왜곡을 상세하게 추정하는 본 발명에 따른 방법 실시예에 대한 흐름도.
도 4는 본 발명에 따른 장치의 실시예에 대한 블록도.
도 5는 본 발명에 따른 IC 의 실시예에 대한 블록도.
도 1은 DUT의 전달 함수를 적용하는 본 발명에 따른 방법의 실시예에 대한 흐름도이다. 제 1 단계(102)에서, 상기 DUT의 입력에 코사인 스위프 x2[n]를 제공한다. 상기 스위프는 n2에 따라 변하는 함수 2πψ[n]의 코사인으로 구성되기 때문에, 상기 코사인 스위프의 순간 주파수 ψ'[n]은 n에 따라 변한다. 상기 제 1 단계와 일치하는 제 2 단계(104)에서는, 상기 코사인 스위프의 결과로서 상기 DUT의 출력에 나타나는 응답 신호 y2[n]가 측정된다.
제 3 단계(106)에서는 DUT의 입력에 사인 스위프 x1[n]가 제공된다. 상기 코사인 스위프와 비교해 보면, 상기 사인 스위프는 함수 2πψ[n]의 사인으로 구성된다. 단계 (106)과 일치하는 제 4 단계(108)에서는, 상기 DUT의 출력에 상기 사인 스위프의 결과로서 나타나는 응답 신호 y1[n]이 측정된다.
스위프마다 샘플링 주파스 Fs에서 N 개의 샘플을 취하는데, 시작 주파수는 Fb이고, 정지 주파수는 Fe이다. 이것은를 취함으로써 구현되며, 이로부터 순간 주파수를 따른다. 다른 (예를 들어, 2차 방정식 아닌) 주파수 ψ[n]이 가능하다. 상기 DUT가 오디오 신호 처리에 사용된다면, Fs는 44.1 kHz이 될 수 있으며, Fb 및 Fe는 각각 Fs의 0.02 배 및 0.48 배가 된다. 스위프마다 더 많은 샘플 N을 취하고 상기 샘플 주파수 Fs를 유지함으로써 검사 시간이 더 걸리게 될지라도, 정밀성은 보다 높아질 수 있다.
상기 입력 신호 및 상기 응답 신호는 복소수 입력 신호 및 복소수 응답 신호를 각각 구성한다. 여기에서, 상기 복소수 입력 신호의 일부를 구성하는 상기 두 가지는 서로 직각이며, 이것은 각각의 n 에 있어서 상기 입력 신호와 상기 응답 신호는 동일한 순간 주파수로 관련되어 있으며, 상기 입력 신호와 상기 응답 신호의 위상 차는 π/2 임을 의미한다. 이 직각성을 보장하기 위해, 상기 스위프를 시작하는 시점과 상기 샘플링 처리의 시작 사이에는 정교한 타이밍 관계가 요구된다. 동일한 목적을 달성하는 대안적 방법으로는 연쇄적인 상기 코사인 스위프 및 사인 스위프를 포함하는 하나의 입력 신호를 사용하는 방법이 있는데, 각각의 스위프는 샘플링 간격의 정수에 해당하는 지속 기간을 가지며, 샘플링 간격은 두 개의 샘플 순간 사이의 시간 양이 된다.
상기 제공된 입력 신호의 상기 지적된 순서는 필수적인 것은 아니다.
그러므로, 사인 스위프 x1[n]를 제공하는 단계(106)와 응답 신호 y1[n]을 측정하는 단계(108)를 실시한 후에, 코사인 스위프 x2[n]를 제공하는 단계(104)와 응답 신호 y2[n]을 측정하는 단계(104)를 실시하는 것도 가능하다.
마지막으로, 상기 측정된 응답 신호의 도움을 받아, 상기 DUT의 입력과 출력 사이의 전달 함수의 크기 A[n] 및 위상 ψ[n]을 단계(110 및 112)에서 각각 산출한다. 실수부 및 허수부 x2[n] 및 x1[n]를 포함하는 상기 복소수 입력 신호와 관련해서, 상기 신호의 순간 크기는이며, 상기 신호의 순간 위상은 arctan(x1[n] / x2[n])이다. 상기 구성에 따라 y1[n] 및 y2[n]를 갖는 복소수 응답 신호의 크기 및 위상은 유사하게 얻어질 수 있다. 상기 전달 함수의 크기는 상기 응답 신호의 크기와 상기 입력 신호의 비율로서 정의된다. 상기 전달 함수의 위상은 상기 응답 신호와 상기 입력 신호 사이의 위상 차로서 정의된다. 상기 두 수량은 순간 주파수 ψ'[n]의 함수이다. 그러므로, 상기 DUT의 입력 및 출력 사이에서 상기 전달 함수의 주파수-종속 증폭 A(ψ'[n]) 및 위상 Φ(ψ'[n]) 산출하는 단계(110 및 112)에서는 다음의 공식을 사용할 수 있다.
이들 공식은 두 개의 곡선을 정의하며, 상기 각각의 곡선은 N 샘플의 시퀀스를 포함한다.
도 2는 제 1 실시예에서 사용되는 입력 신호를 도시한다. 코사인 스위프(202)와 사인 스위프(204)는 연쇄적이다. 대안적으로, 상기 코사인 스위프(202) 및 사인 스위프(204)는 고정 사이클(stationary cycle)(206 및 208) 보다 우선한다. 이것은 관련 측정 시작 전에 과도 전류가 사라지도록 하기 위해 행해지는 것이다. 이들 고정 사이클(206 및 208)은 상기 응답 신호에 있는 DC 성분을 적용하기 위해 사용될 수 있다. 서두의 식을 상기 얻어진 응답 신호에 적용하기 전에 상기 얻어진 응답 신호로부터 상기 산출된 DC 성분을 감산함으로써, 상기 DUT의 크기 및 위상 전달을 보다 정밀하게 추정할 수 있다.
도 3은 변환기의 노이즈 및 왜곡을 상세하게 추정하는 본 발명에 따른 방법의 실시예를 설명하는 흐름도이다. 상기 변환기는 DAC 또는 ACD 가 될 수 있다. 단계(302)에서, 도 2에 있는 하나의 복소수의 입력 신호와 같은 복소수 입력 신호를 검사 중에 상기 변환기에 제공하여 상기 변환기의 실제의 응답 신호를 측정한다. 단계(304)에서, 각각의 n에 있어서, 상기 응답 신호의 크기 및 위상은 도 1을 참조해서 위에서 언급한 방법으로 결정된다. 상기 응답 신호의 상기 결정된 크기 및 위상은 노이즈의 종류가 무엇이든 간에 야기된 높은 주파수 상실 및 상기 변환기의 비-선형성에 대해 정정된다. 이것은 상기 응답 신호의 상기 결정된 크기 및 위상에 낮은 (예를 들어 10번째) 차수의 다항식을 적용함으로써 행해진다.
단계(306)에서, 상기 실제의 응답 신호의 상기 결정된 크기 및 위상에 기초해서, 합성 응답 신호가 구성된다. 이 합성 응답 신호는 상기 실제의 응답 신호의 크기 및 위상과 동일한 크기 및 위상을 가지지만 디지털 도메인에서 구성되기 때문에, 노이즈, 왜곡, 및 오프셋이 유도될 가능성은 더 없다. 상기 합성 응답 신호의 실수부 또는 허수부 중 어느 하나를 구성하는 것은 용이하다. 상기 관련 실제 응답 신호 및 상기 합성 응답 신호는 단계(308)에서 서로 감산되고, 결과적으로 에러 신호가 생긴다. 상기 에러 신호는 검사 중인 상기 변환기의 상기 노이즈 및 왜곡에 대한 상세한 정보를 포함하고 있다.
상기 에러 신호로부터, 단계(310)에서는, 오프셋이 추정되어 감산된다. 이것은 각각의 n에 있어서 n 근방의 15 개의 샘플의 좁은 윈도우(narrow window)에서 상기 에러 신호의 평균 값을 산출하고 낮은 (예를 들어, 10번째) 차수 다항식인 오프셋 곡선을 상기 계산된 평균 값에 적용함으로써 달성된다. 상기 후자는 상기 계산된 평균 값의 고-주파수 상실을 억압하도록 행해지며 또한 상기 오프셋만이 주파수와 함께 천천히 변하게 된다는 가정에 기초를 두고 행해진다. 계속해서, 상기 오프셋 곡선은 실질의 AC 에러 신호에 도착하기 위해 상기 에러 신호로부터 감산된다. 상기 오프셋 곡선은 검사 중에 상기 변환기의 다른 명세(specifications)를 제공하기 위해 유용하게 이루어진다.
단계(312)에서, 상기 에러 신호의 멱(power) Pnd[n]은 상기 실제의 응답 신호의 노이즈 및 왜곡에 대한 멱에 대응해서 산출된다. 일반적으로, 불연속-시간 신호의 멱 Pz은 다음과 같이 신호의 평균 제곱값으로 정의되며,
상기 계산은 상기 신호의 모든 샘플에 대해 적용된다. 그렇지만, 본 발명의 상기 실시예에 있어서, 예를 들어 11 샘플의 넓이의 좁은 윈도우의 정의를 적용해야만 하는데, 왜냐하면 그렇게 하지 않으면 상기 주파수 정보를 잃어버릴 수도 있기 때문이다. 상기 좁은 윈도우는 오히려 에러 Pnd[n]-곡선을 야기하게 되며, 이것은 상기 곡선에 낮은 차수의 다항식을 적용하여 다시 정정한다.
단계(314)에서, 상기 응답 신호의 멱 Pr[n]을 계산한다. 사인 곡선의 멱은 그 크기의 제곱으로 정의된다. 상기 스위프형 응답 신호에 있어서, 단계(304)에서 얻어진 바와 같은 상기 응답 신호의 상기 추정된 크기를 사용할 수 있다. 마지막으로, 단계(316)에서 각각의 n에 대해서 P[n] 및 P[n] 의 비율을 산출한다. 신호 멱 대 노이즈 및 왜곡 멱의 비율은 신호/노이즈-및-왜곡(Signal-to-Noise-And-Distortion)(SINAD) 특징으로서 공지되어 있다. 상기 적용된 입력 신호의 상기 순간 주파수의 공지된 시간 종속에 따라, SINAD 곡선은 관심 있는 주파수 범위에 대해 얻어진다.
대안적으로, 단계(304)에서 상기 변환기의 전달 특성의 크기 및 위상을 산출할 수 있다. 이들 수량을 유용하게 만듦으로써, 검사 중인 상기 변환기의 다른 명세를 얻는다. 그러면 상기 입력 신호를 고려해서 이들 수량의 도움으로 상기 합성 응답 신호를 얻을 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 장치의 실시예에 대한 블록도이다. 이것은 위에서 언급한 두 가지 방법을 실시하는데 적절하다. 도 2에 도시된 것과 같은 복소수 입력 신호를 발생하기 위해 다지털 파형 발생기(404)를 배치한다. 후 처리를 위해 디지털 신호 처리 수단(406)을 포함한다. 상기 디지털 파형 발생기(404), 상기 디지털 신호 처리 수단(406), 및 필요하다면 상기 DUT 그 자체도 검사 중에 다양한 사건의 초기화, 동기화, 및 트리거링을 위해 제어 유닛(408)의 제어하에 둔다. 상기 장치에는 DUT(402)를 다양한 방법으로 접속할 수 있다. 상기 장치에는 DAC(410) 및 ADC(412)이 포함되기 때문에 디지털 검사 입력(420) 및 디지털 검사 출력(416)은 예외로 하여, 아날로그 검사 입력(418) 및 아날로그 검사 출력(414)가 제공된다. 도 4에서는 상기 DUT(402)가 아날로그 입력 및 디지털 입력 (예를 들어, ADC)를 갖는 것으로 가정한다. 그러므로, 검사 출력(414) 및 검사 입력(420)이 사용된다.
여기서, 상기 디지털 파형 발생기(404) 및 상기 디지털 신호 처리 수단(406)을 개별적인 디지털 소자, 예를 들어 DSPs로 간주할 수 있다. 대안적으로, 디지털 파형 발생기(404) 및 DAC(410)는 전용의 파형 발생기에 통합된다. 다른 대안적 장치로는 예를 들어 상기 파형 발생 및 후 처리를 단일 DSP로 다루는 장치가 가능하다. 도 4의 블록도는 논리적으로 분해한 라인을 따라 필요한 기능적 소자로 이루어진 예시적 장치만을 제공한다.
도 5는 본 발명에 따른 IC의 실시예에 대한 블록도이다. 필수적으로, 상기 IC는 IC 자체의 하나 이상의 서브 소자를 검사하는 도 4의 장치에 대한 BIST 실행을 포함한다. 디지털 파형 발생기(504) 및 디지털 신호 처리 수단(506)은 상기 IC의 정상 모드에서 몇가지 기능을 실행하는 상기 IC 에 제공되는 것으로 가정한다. 제어 회로(508) 상기 디지털 파형 발생기 및 디지털 신호 처리 수단을 검사 모드 동안 제어하기 위해, 또한 필요하다면, 상기 IC 에 제공된 다른 소자들을 검사 , 제어하기 위해 제어 회로(508)를 제공한다.
상기 검사 동안에는, 상기 디지털 파형 발생기(504) 및 상기 디지털 신호 처리 수단(506)은 서브 회로(502)에 접속되며, 상기 서브 회로에 대해서는 제어 회로(508)의 제어하에 위에서 언급한 방법 중 한 방법에 따라 검사가 실시된다.
아날로그적으로 검사되어야 하는 보다 많은 수의 서브 회로가 상기 IC 에 제공되면, 디지털 파형 발생기(504) 및 디지털 신호 처리 수단(506)는 상기 제어 회로(508)과 결합해서 상기 보다 많은 수의 서브 회로를 양호하게 검사하는데 사용될 수 있다.

Claims (7)

  1. (1) DUT의 입력에 사인 스위프 x1[n]를 인가하는 단계로서, 상기 n는 시간 인덱스를 나타내는 상기 제공 단계; 및
    (2) 상기 DUT의 출력에서 응답 신호 y1[n]을 측정하는 단계를 포함하여, 검사(DUT) 중인 장치의 전달 특성을 주파수 함수로서 얻는 방법에 있어서,
    (3) 상기 DUT의 입력에 코사인 스위프 x2[n]를 인가하는 단계; 및
    (4) 상기 DUT의 출력에서 응답 신호 y2[n]을 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 방법은,
    (5) 다음의 공식, 즉
    에 따라 상기 DUT 의 입력과 출력 사이의 전달 함수의 크기 A[n] 및 위상 Φ[n]을 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 DUT는 아날로그 도메인 및 디지털 도메인 사이의 신호들을 변환시키는 변환기이며, 상기 방법은,
    상기 스위프 x1[n] 및 x2[n] 중 하나에 대응하는 합성 응답 신호 y[n]를 발생하는 단계로서, 상기 합성 응답 신호는 다음의 공식, 즉
    에 따라 유도되는 크기 Ay[n] 및 상대 위상 Φy[n]을 갖는 상기 합성 응답 신호 발생 단계;
    (6) 상기 합성 응답 신호 y[n]와 상기 응답 신호 y1[n] 및 y2[n] 중 관련 있는 것을 서로 감산함으로써 에러 신호 e[n]을 발생하는 단계; 및
    (7) 상기 에러 신호 e[n]에 기초해서 상기 변환기의 노이즈 및 왜곡을 상세하게 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 추정 단계에서 상기 에러 신호 e[n]의 파워 스펙트럼(power spectrum)은 슬라이딩 윈도우(sliding window)에서 e2[n]을 평균화함으로써 얻는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 방법.
  5. DUT의 전달 특성을 주파수 함수로서 얻는 장치에 있어서,
    (1) 상기 DUT의 입력에 사인 스위프 및 코사인 스위프를 연쇄적으로 제공하도록 배치된 파형 발생기; 및
    (2) 상기 DUT의 응답 신호를 해석하기 위해 배치된 디지털 신호 처리 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 장치.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 DUT 는 아날로그 도메인과 디지털 도메인 사이의 신호들을 변환시키는 변환기이며,
    상기 디지털 신호 처리 수단은,
    (1) 합성 응답 신호와 실제의 응답 신호와의 차이인 에러 신호를 발생하고,
    (2) 상기 에러 신호에 기초해서 상기 변환기의 노이즈 및 왜곡을 상세하게 해석하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 전달 특성을 얻는 장치.
  7. 파형 변환기, 디지털 신호 처리 수단 및 검사될 전달 특성을 갖는 서브 회로를 포함하는 집적 회로(IC)에 있어서,
    (1) 상기 IC는 검사 모드에서 상기 파형 발생기와 상기 디지털 신호 처리 수단을 제어하는 제어 회로를 포함하며;
    (2) 상기 파형 발생기는 검사 모드에서 상기 서브 회로의 입력에 사인 스위프와 코사인 스위프를 연쇄적으로 제공하도록 배열되며;
    (3) 상기 디지털 신호 처리 수단은 검사 모드에서 상기 서브 회로의 응답 신호를 해석하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 집적 회로.
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